电磁场与电磁波-- 规则金属波导讲解

2024年3月7日发(作者：水松林)

长沙理工大学讲稿 《微波技术基础》 第三章 规则金属波导

第4章 规则金属波导

微波传输线是用来传输微波信号和微波能量的传输线。微波传输线的种类很多，比较常用的有平行双线、矩形波导、圆波导、同轴线、带状线和微带线等。

导波系统中的电磁波按纵向场分量的有无，可分为以下三种波型(或模)：

(1) 横磁波(TM波)，又称电波(E波)：Hz0,Ez0

(2) 横电波(TE波)，又称磁波(H波)：Ez0,Hz0

(3) 横电磁波(TEM波)：Ez0,Hz0

其中横电磁波只存在于多导体系统中，而横磁波和横电波一般存在于单导体系统中，它们是色散波。

4-1电磁场理论基础

一、导波概念:

1、思想

（1） 导波思想：

（2） 广义传输线思想：

（3）本征模思想

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2、方法：

波导应该采用具体措施

（1）坐标匹配

（2）分离变量法

（3）边界确定常数

二、 导行波的概念及一般传输特性

1、导行波的概念

1）导行系统：用以约束或引导电磁波能量定向传输的结构。

其主要功能有二：

(1)无辐射损耗地引导电磁波沿其轴向行进而将能量从一处传输至另一处，称这为馈线；

(2)设计构成各种微波电路元件，如滤波器、阻抗变换器、 定向耦合器等。

导行系统分类：按其上的导行波分为三类：

(1)TEM或准TEM传输线，

(2)封闭金属波导，

(3)表面波波导（或称开波导）。如书上图1.4-1

2）规则导行系统：无限长的笔直导行系统，其截面形状和尺寸，媒质分布情况，结构材料及边界条件沿轴向均不变化。

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3）导行波的概念

能量的全部或绝大部分受导行系统的导体或介质的边界约束，在有限横截面内沿确定方向（一般为轴向）传输的电磁波。简单地说就是沿导行系统定向传输的电磁场波，简称为“导波”。由传输线所引导的，能沿一定方向传播的电磁波称为“导行波”。导行波的电场E或磁场H都是x、y、z三个方向的函数。导行波可分成以下三种类型：

（1）横电磁波（TEM波）：（Transver Electronic and magnetic Wave ）

各种传输线使电磁能量约束或限制在导体之间空间沿其轴向传播，其导行波是横电磁（TEM）波或准TEM波。

TEM波的特征是：电场E和磁场H均无纵向分量，亦即：Ez0 , Hz0。电场E和磁场H，都是纯横向的。TEM波沿传输方向的分量为零。所以，这种波是无法在封闭金属波导中传播的, 只能在导体之间的空间沿其轴向传播。

（2） 横电（TE）波和横磁（TM）波

封闭金属波导使电磁能量完全限制在金属管内沿轴向传播，其导行波是横电（TE）波和横磁（TM）波。

（a）横电波（TE波）：

TE波即是横电波或称为“磁波”（H波），其特征是Ez0,而Hz0。亦即：电场E是纯横向的，而磁场H则具有纵向分量。

（b）横磁波（TM波）：

TM波即是横磁波或称为“电波”(E波)，其特征是Hz0，而Ez0。亦即：磁场H是纯横向的，而电场E则具有纵向分量。

（3）表面波

开波导使电磁波能量约束在波导结构的周围（波导内和波导表面附近）沿轴向传播，其导行波是表面波。

3）导模

导行波的模式，是能够沿导行系统独立存在的场型。

其特点是：① 在导行系统横截面上的电磁场呈驻波分布，且是完全确定的。这一分布与频率无关，并与横截面在导行系统上的位置无关；

② 导模是离散的，具有离散谱；当工作频率一定时，每个导模具有唯一

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的传播常数，

③ 导模之间相互正交，彼此独立，互不耦合；

④ 具有截止特性，截止条件和截止波长因导行系统和模式而异。

2、 导行波的一般传输特性：

（1）导模的截止波长与传输条件

定义：导行系统中某导模无衰减所能传播的最大波长为该导模的截止波长，用C表示；导行系统中某导模无衰减所能传播的最抵频率为该导模的截止的频率，用fc表示

在截止波长以下，导行系统可以传播某种导模而无衰减；在截止波长以上传播就有衰减。通过对衰减机理的分析，可以求得相应导行系统中导模的截止条件和截止波长。

截止频率为

fckc2

截止波长则为

c2 kc---导波的横向截止波数

kc由上述分析可知，导模无衰减传输条件是其工作波长小于截止波长（＜c），或其工作频率大于截止频率（f ＞fc）。

只有当自由空间的波长小于临界波长c时，电磁波才能在矩形波导中得到传播。

（2）相速度和群速度

相速度定义为导模等相位面移动的速度：

vp式中vcvv

1(C)2Gr，0r，c和0分别为自由空间的光速和波长；G1(0)2称为波导因子或色散因子。

群速度定义为波包移动速度或窄带信号的传播速度。群速Vc是表示能量沿波导纵向传播的速度。

vgdv1(C)2vG

d由以上两式可见导模的传播速度随频率变化，表明相应导行系统具有严重色散现象。TE波和TM波均为“色散波”。由于频率增加相速度减小，故属正常色散，且有关系

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vpvgv2

（3）波导波长

导行系统中导模相邻同相位面之间的距离，或相位差2π的相位面之间的距离称为该导模的波导波长，以g表示：

g21c2

因为，波导中电磁波是成“之”字形并以光速传播的。所以，波导波长g将大于自由空间的波长。同时，相速Vp也大于光速c。它E们之间的相互关系为：Vpgfc1c2

byHEEHn

此式是导行系统的g

C和三者的重要关系试。

图1-15示出了电磁波在波导中传播的方向。

zHxa

图1-15 平面波的传播

（4）波阻抗

导行系统中导模的横向电场与横向磁场之比称为该导模的波阻抗。

TE导波：ZTEEuEvHvHuk

21(c)TM导波：ZTMEuEvHvHu1(c)2

k TEM导波：ZTEM0r为媒质的固有阻抗，对空气，000376.7



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4-2 矩形波导

矩形波导是横截面为矩形的空心金属管，如图所示。图中a和b分别为矩形波导的宽壁和窄壁尺寸。由于矩形波导不仅具有结构简单、机械强度大的优点，而且由于它是封闭结构，可以避免外界干扰和辐射损耗；因为它无内导体，所以导体损耗低，而功率容量大。在目前大中功率的微波系统中常采用矩形波导作为传输线和构成微波元器件。

在矩形波导中存在TE和TM两类波，请注意矩形波导中不可能存在TEM波(推而广之，任何空心管中都不可能存在TEM波)。

一、矩形波导中传输波型及其场分量

由于矩形波导为单导体的金属管，波导中不可能传输TEM波，只能传输TE波或TM波。

（一）TM波（Hz=0）

各场分量与横向分布函数的复数表示式为

ExjmnjzEcosxsinye

0Kc2aabnmnjzEyj2E0sinxcosye

KcbabmnjzEzE0sinxsinye

abnmnjzHxj2E0sinxcosye

KcbabmmnjzHyj2E0cosxsinye

KcaabHz0222cmmn

K为截止波数，

abKc22K222，j，其中K为介质波数；

为传输常数：式中m和n分别代表场强沿x轴和y轴方向分布的半波数。一组m, n值代表一种横磁波波型，记作TMmn。由于m=0或n=0时所有场分量均为零，因此矩形波导 不存在TM00、TM0n及TMm0等波型，所以TM11是最简单的波型，即最低次波型, 其余波型为高次波型。

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(二) TE波(Ez = 0)

TE波横向场分量的复数表示式为

mnjzHcosxsinye

0Kc2babmmnEyj2H0sinxcosyejz

KcaabmmnjzHxj2H0sinxcosye



KcaabnmnjzHyj2H0cosxsinye

KcbabmπnπjzHzH0cosxcosye

abEz0

Exjn式中m和n分别代表场强沿x轴和y轴方向分布的半波数。一组m, n值代表一种横电波波型。由于m=0及n=0时所有场分量才为零，因此矩形波导中存在TEm0和TE0n等波型。若ab，则模TE10是最低次波型，其余波型为高次波型。

二、矩形波导中H10（TE10）模的特性

(一) 场分布图

化规律的图形。

对于TE型波，由于Ez0,Hz0，所以电力线仅分布在横截面内，且

所谓场分布图就是在固定时刻，用电力线和磁力线表示某种波型场强空间变不可能形成闭合曲线，而磁力线则是空间闭合曲线。

将m=1，n=0代入TE波的场方程，即可得到H10模的场分量为

EyjaH0sinxejz

aaHxjH0sinxejz



ajzHzH0cosxea



ExEzHy0

H10模场强与y无关，场分量沿y轴均匀分布，即电磁场沿y方向均无变化。

由欧拉公式：ejzcoszjsinz，H10模的场分量取实部有

Ey



aH0sinxsinz

aaHxH0sinxsinz

aHzH0cosxcosz

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a

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电场和磁场都有方向和函数这两部分：

先讨论电场的分布

当z一定时，sinz为定值，可假设其为正，则Ey电场分量沿x轴的变化规律为

Eysinxa

即电场沿x方向呈正弦变化，在x=0、a处Ey=0，在x =a/2处Ey=Emax，即沿x边有一个驻波分布。

x当x一定时，sin为定值，可假设为正，则Ey电场分量沿z轴的变化规律为

aEysinz

由于上面z一定时，已假设sinz为正值，所以为使视图易于理解仍假设sinz起始值为正值，则Ey以负值开始，如图4.2.2。

H10波的电场结构图

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再讨论磁场的分布：

当z一定时，sinz为定值，可假设其为正，则磁场分量沿x轴的变化规律为

HxsinxaHzcosxa

x当x一定时，sin为定值，可假设为正，则磁场分量沿z轴的变化规律为

aHxsinzHzcosz

磁场的分布如图4.2.3

H10波的磁场结构图

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ybxa0EyHx0Hzyx0z0zxa00zH0zx

矩形波导TE10模场分量的分布规律

(a) 场分量沿x轴的变化规律； (b) 场分量沿z轴的变化规律；

(c) 矩形波导横截面上的场分布； (d) 矩形波导纵剖面上的场分布.

某一时刻TE10模完整的场分布如图所示，随时间的推移，场分布图以相速

沿传输方向移动。

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矩形波导TE10模的场分布图

H10场结构剖面图

H20场结构剖面图

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H01场结构剖面图

H02场结构剖面图

(二) 壁电流分布

当波导内传输电磁波时，波导内壁上将会感应高频电流。这种电流属传导电流，称为壁电流。由于假定波导壁是由理想导体构成，故壁电流只存在于波导的内表面。

如图：

矩形波导TE10模壁电流分布

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H11场结构剖面图

E11场结构剖面图

高次模中的几个较低次波形

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(三) 场结构的画法上要注意：

• 场存在方向和大小两个不同概念，场的大小是以 力线密度表示的

• 同一点不能有两根以上力线

• 磁力线永远闭合，电力线与导体边界垂直

• 电力线和磁力线相互正交

三、矩形波导中电磁波型的传输特性

TE波和TM波的截止波数均为

mnkc

ab221. 截止波长

c22

22kcmnab22截止波长不仅与波导尺寸a和b有关，而且与决定波型的m和n有关，此外，截止频率还与介质特性有关。

2. 截止频率

fcvc12mn

ab当波导尺寸a和b给定时，将不同m和n值代入，即可得到不同波型的截止波长。其分布如图

BJ-100型波导不同波型截止波长的分布图

从图中可以看出，TE10模的截止波长最长，它右边的阴影区为截止区。

（1）通常矩形波导工作在TE10单模传输情况，这是因为TE10模容易实现单模传输。

（2）当工作频率一定时传输TE10模的波导尺寸最小；

（3）若波导尺寸一定，则实现单模传输的频带最宽。

(1) TE10波的截止特性

要传播TE10波必须满足

λ＜2a

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2由于kkk，而传播的相位因子ejz，是实数，所以a2c2222必满足2k2kc2＞0或k＞kc

也即＞

＜2a

a2为此我们定义kc

2其中，λc=2a 称为截止波长，kc 是对应的截止波数。

因此，波导是一只高通滤波器，低频信号无法通过。

(2)波导波长λg

g12a2＞

(3)相速υp

pC12a2＞C

显然相速υp>C。但相速并不是能量传播速度。

群速υg定义

gc1＜C

p2ac22且gpC2

(4)波型阻抗

EygEt0HtHx112a2

(5)传输功率

在行波状态下，传输的平均功率

211PReETHTdSETdSSS22Z2Z1abHTdSExHyEyHxdxdy

2S200当传输TE10模时，



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1P2ZTE100ab0E0sinxadxdy2ab21

E04ZTE10波导中填充空气介质时，

abE022P102a

480(6) 功率容量

波导中最大承受的极限功率称为波导的功率容量。

行波状态下波导传输TE10模的功率容量

2abEbr2Pbr102a

480实际传输线上总有反射波存在。在行驻波状态下，矩形波导传输TE10模的功率容量应修正为

2PabEbr2Pbr102abr

480目前的雷达战中，对提高峰值功率容量极为重视。因为在一定意义上，功率就是作用距离，所以增加传输线功率容量相当重要。

气体击空的实质是场拉出游离电子在撞到气体分子之前已具有足够的动能，再次打出电子，形成连锁反应，以致击穿。如果在概念上，我们加大气体密度，就不会出现很大动能的电子，所以加大气压和降低温度是增加耐压功率的常用办法。

实验表明：对于空气耐功率近似与气压的5/4次方成正比，而与绝对温度成反比。绝对湿度每增加2.5克/米3，耐功率下降6%。

为了留有余地，波导实际允许传输的功率一般取行波状态下功率容量理论值的25%～30%。

四、矩形波导尺寸的选择

矩形波导的尺寸选择必须根据具体的技术要求来确定，一般根据以下原则考虑：

1．只传输主模

为了实现TE10单模传输，则要求其他的高次模式都应该截止，即电磁波的工作波长必须满足下列条件

cTE20cTE10

a2a

，即



cTE01

2b

当工作波长给定时，若要实现TE10单模传输，则波导尺寸必须满足

2a，b2

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2．有足够的功率容量

在不至于击穿的情况下，应最大限度地增加功率容量，一般要求

0.6aba/2

3．损耗小

通过波导后，微波信号功率不要损失太大，由此必须考虑损耗小的要求，应使

a0.7

综合以上几个原则，矩形波导的尺寸一般选择为

a0.7

b(0.4~0.5)a**关于本征波的讨论

以矩形波导为例，尽管在z方向它们只可能是入射波加反射波(即还是广义传输线)，但是由于横向边界条件它们由TEmn和TMmn波组成并且它们只能由TEmn和TMmn波组成(后者，我们称之为完备性)，矩形波导中这些波的完备集合——即本征波。

任何情况的可能解，只能在简正波中去找，具体场合所不同的仅仅是比例和组合系数，事实上，这样就把求复杂场函数的问题变换成求各个模式的系数。

这种思想，最早起源于矢量分析，任何空间矢量方向与大小均不相同，但是ˆ

ˆyˆjzk建立x，y，z坐标系之后，任一(三维)矢量即归结为三个系数rxi

4-3 圆波导

我们已经研究了矩形波导，对于圆波导的提出应该有它的理由。

一、圆波导的一些特点

在矩形波导应用之后， 还有必要提出圆波导吗？当然，既然要用圆波导，必须有其优点存在。主要有：

1. 圆波导的提出来自实践的需要。例如，雷达的旋转搜索。如果没有旋转关节，那只好发射机跟着转。象这类应用中， 圆波导成了必须要的器件。至于以后要用到的极化衰减器，多模或波纹喇叭，都会应用到圆波导。可以这样说,几何对称性给圆波导带来广泛的用途和价值。

2. 从力学和应力平衡角度，机加工圆波导更为有利，对于误差和方便性等方面均略胜矩形波导一筹。

3. 根据微波传输线的研究发现：功率容量和衰减是十分重要的两个指标。这个

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问题从广义上看

功率容量 PmaxS(其中S是截面)

衰减 aL(其中L是周长)很容易引出一个品质因数F

FPmaxS

aL很明显，数字研究早就指出：在相同周长的条件下，圆面积最大。可见，要探索小衰减，大功率传输线，想到圆波导是自然的。

4. 矩形波导中存在的一个矛盾

当我们深入研究波导衰减，发现频率升高时衰减在矩形波导中上升很快。仔细分析表明，衰减由两部分组成：一部分称纵向电流衰减，另一部分是横向电流衰减。

当频率升高时，横向电尺寸加大，使横向电流衰减反而减少。这样所构成的矛盾因素使衰减有了极值，同时形成频率升高时衰减增加。

而以后在圆波导中将会发现，有的波型(圆波导中H01波型)无纵向电流，因此，若采用这种波型会使高频时衰减减小。

圆波导是横截面为圆形的空心金属管，如图所示，其尺寸半径为R。

由于圆波导具有损耗较小和双极化的特性，所以常用作天线馈线和微波谐振腔，也可作较远距离的传输线。

圆波导具有轴对称性，故宜采用圆柱坐标来分析。

一、TM波场分量表达式

vcosmj t zmnrErE0Jme

RsinmRmvmnsinmj t zEE0Jmre

vmnrRcosmRmvmnsinmj t zHrE0Jmre

cosmvmnrRvmncosmj t zHE0Jmre

Rsinmvvcosmj t zEzjmnE0Jmmnre

RRsinmHz=0

其中，J

m(kcr) 是第一类m阶Besl函数的导数。

圆波导TM波的波阻抗为

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ZTMEEr

HHr二、TE波场分量表达式

cosmj t zmnrEE0Jme

RsinmsinmRmErE0Jmmnrej t z

mnrRcosmRmmnsinmj t zHE0Jmre

mnrRcosm

cosmj t zmnrHrE0Jme

Rsinm1cosmj t zHzjmnE0Jmmnre

RRsinmEz=0

圆波导TE波的波阻抗为

ZTEEEr

HHr三、截止波长及波型简介

由TM波和TE波的截止波数可求得相应的截止波长，它们分别为

cTMmn2R2R，cTEmn

vmnmn

圆波导波型的分布图

TE11模的截止波长最长，因此TE11模是圆波导传输的主模，TE11单模传输的条件为

2.62R3.41R

四、圆波导中的三个主要模式

圆波导中有无限多个模式存在，最常用的三个主要模式为TE11、TE01和TM01模。

(一) TE11模(c3.41R)

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TE11模的场分布如图所示。其中图(a)表示横截面上的电磁场分布；图(b)表示纵剖面上的电场分布；图(c)为圆波导壁上的壁电流分布。

(二) TE01模(c1.64R)

TE01模的场分布如图所示。其中图(a)表示横截面上的电磁场分布；图(b)表示纵剖面上的电磁场分布；图(c)为壁电流的分布。

TE01模常作为高Q谐振腔和远距离的毫米波传输线的工作模式。另外由于它是圆电模，也可作为连接元件和天线馈线系统的工作模式。但由于它不是主模，因此该模式作为工作模式时，必须设法抑制其它模式。

(三) TM01模(c2.62R)

TM01模的场分布如图所示。其中图(a)表示横截面上的电磁场分布；图(b)表示纵剖面上的电磁场分布；图(c)为壁电流的分布。

TM01模适用于微波天线馈线旋转铰链的工作模式。由于它具有Ez分量，便于和电子交换能量，可作电子直线加速器的工作模式。但由于它的管壁电流具有

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纵向电流，故必须采用抗流结构的连接方式。

五、圆波导波型设计

H11模

CE01＜＜CH11

3.41R2.6212.62＜＜2.62R 一般选R3＜R＜E01模

CH21＜＜CE01 ＜R＜2.622.062.06R＜＜2.62RCH21＜＜CE01 ＜R＜164.122.122.R＜＜164.R

H01模

各类传输线内传输的主模及其截止波长和单模传输条件列表如下：

传输线类型

矩形波导

圆波导

同轴线

带状线

微带线

主 模

TE10模

TE11模

TEM模

TEM模

准TEM模

截止波长c

2a

3.14R







单模传输条件

a<<2a，>2b

2.62R<<3.41R

>/2(D+d)

2br,2wr

4hr1,2hr,2wr

3 - 21

长沙理工大学讲稿 《微波技术基础》 第三章 规则金属波导

4-3 同轴线

同轴线，双导线早就认为是TEM传输模式，研究业已结束，但是当我们把精力转向矩形波导、圆波导时，人们又突然想到既然在波导中可以存在无穷多种模式，那么同轴线为什么就不行呢？于是，又对同轴线打——“回马枪”同轴线与波导不同，它有着中心导体。因而其主模均是TEM模，当然，这又必须由Maxwell方程导出。

同轴线是一种双导体传输线，如图所示。同轴线按结构可分为两种：硬同轴线和同轴电缆。硬同轴线内外导体之间媒质通常为空气，内导体用高频介质垫圈支撑。同轴电缆的内外导体之间填充高频介质，内导体由单根或多根导线组成，外导体由铜线编织而成，外面再包一层软塑料等介质。

在同轴线中即可传输无色散的TEM波，也可能存在有色散的TE和TM波。

一、同轴线传输主模—TEM模

(一) TEM模的场分量和场结构

同轴线传输的主模是TEM模，这种模kc0,c将TEM模横向分布函数满足的二维拉普拉斯方程：

U0ejkrU0ejkr，HT

ETrlnDdrlnDdr同轴线中TEM模的场结构如图

(二) 同轴线中TEM模的特性参量

对于同轴线中的TEM模，kc0

3 - 22

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相移常数为

k

相速与光速的关系为

vp1c

r2相波长与工作波长的关系为

pvpf

r特性阻抗为

Z0UD60Dlnln

I2drd二、同轴线中的高次模

在同轴线中，除传输TEM主模外，还可能传输高次模—TE模和TM模。但在实际应用中，同轴线是以TEM模工作的。

1. TM模

同轴线TMmn模的截止波长近似为cTMmnDd

n最低次模TM01模的截止波长为cTM01Dd

2. TE模

TEm1模截止波长为

cTEm1最低次模TE11模

cTE113. 单模传输条件

最小工作波长应满足：mincTE11三、同轴线设计原则

·保证在给定的工作频带内只传输TEM模

衰减小

功率容量大

优化的原则是b=constant，求优化的内外径比x确保只传输TEM模

2mDd

m1,2,3,

2Dd

2Dd

b

a优化x

x0.9(单 模

min(ba),f(x)1x,lnxx(min1)

bmin1)

b衰 减

f(x)0

xlnx11

x3 - 23

x=3.591125

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g(x)功率容量

1lnx,xg(x)0

xlnx1

2x=1.64872

4-4 带状线

六十年代以来，在微波工程和微波技术上，出现了一次不小的革命，即所谓MIC(Microwave Integrated Circuit)微波集成电路。其特色是体积小、功能多、频带宽，但承受功率小。因此被广泛用于接收机和小功率元件中，并都传输TEM波。

作为这一革命的“过渡人物”是带状线(Stripline)。它可以看作是同轴线的变形。

同轴线扁带同轴线带状线

带状线的结构如图所示，带状线属双导体类传输线，传输的主模是TEM模。

带状线结构示意图

对于带状线的分析可以用传输线理论来分析。表征带状线的主要特性参量有传播常数、相速、相波长和特性阻抗。

一、特性参量

当工作频率满足条件R0L0 及

G0C0 时，有如下关系式

传播常数

j

衰减常数

1R01G0Z0

2Z02

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相移常数

L0C0

相速

vpv10

L0C0r2相波长

p

r特性阻抗

Z0L01

C0vpC0(一) 中心导带厚度为零时的特性阻抗

在导带的厚度

t0 的情况下，利用保角变换法可求得特性阻抗的精确表达式为

30Kk

Z0rKk一般文献资料中都给出k值相对应的

KkKk 值，根据k即可求出Z0。

(二) 中心导带厚度不为零时的特性阻抗

(1) 宽导带情况(wbt0.35 )

特性阻抗为

Z01vpC94.15Cfwbr1tb0.0885r

(2) 窄导带情况(wbt0.35 )

特性阻抗为

Z0604bln

rd为了便于工程计算，下图给出了带状线的尺寸与特性阻抗之间的关系曲线，以便查阅。

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长沙理工大学讲稿 《微波技术基础》 第三章 规则金属波导

二、带状线尺寸的确定

带状线传输的主模是TEM模。但若尺寸选择不当，可能出现高次模。为了抑制高次模的传输，确定带状线尺寸时应考虑下面一些因素。

1. 中心导带宽度w

在TE模中最低次模为TE10, 它沿中心导带宽度有半个驻波分布，其截止波长为

cTE102wr

为了抑制TE10模，最短的工作波长为

mincTE10

即wmin

2r2. 接地板间距b

增大接地板间距b有助于降低导体损耗和增加功率容量，但b加大后除了加大横向辐射损耗之外，还可能出现径向TM高次模，其中TM01为最低次模，它的截止波长为

cTM012br

为了抑制TM01模，最短的工作波长为

mincTM01

为了抑制TM01模，最短的工作波长为

即

bmin

2r根据上述要求即可确定带状线的尺寸w和b。

3 - 26

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4-5 微带线

微带线是一种重要的微波传输线，其结构如下图所示。它是由介质基片上的导带和基片下面的接地板构成。微带线容易实现微带电路的小型化和集成化，所以微带线在微波集成电路中获得了广泛的应用。

一、微带的基本概念

如果说带线可以看成是由同轴线演变而成的，那么，微带则可以看成是双导线演化而成的。

w

h

微带线可看作是由平行双线演变而来的，如下图所示。

er

t

1. 微带的第一个特点是非机械加工，它采用金属薄膜工艺，而不是象带状线要做机加工。

2. 一般地说，微带均有介质填充，因此电磁波在其中传播时产生波长缩短，微带的特点是微。

3. 结构上微带属于不均匀结构

为了处理方便经常提出有效介电常数(它是全空间填充的)，注意是相对的。

3 - 27

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4. 严格说来，微带不是TEM波传输线，可称之为准TEM模(Quasi—TEM mode)，然而作为工程分析，这种概念和精度已足够满足要求。同样，它也是宽带结构。

5. 容易集成，和有源器件、半导体管构成放大、混频和振荡。

常用的基片有两种：

氧化铝Al2O3陶瓷

r=90～99

聚四氟乙烯或聚氯乙烯

r=2.50左右。

二、微带线传输的主模

空气介质的微带线存在无色散的TEM模。但实际上的微带线是制作在介质基片上的，虽然它仍然是双导体系统，但由于存在空气和介质的分界面，这就使得问题复杂化。利用电磁场理论可以证明，在两种不同介质的传输系统中，不可能存在单纯的TEM模，而只能存在TE模和TM模的混合模。但在微波波段的低频端，由于场的色散现象很弱，传输模式类似于TEM模，故称为准TEM模。

三、微带线的特性参量

在微波波段微带线一般工作在弱色散区，因此把微带线的工作模式当作TEM模来分析，这种分析方法称为“准静态分析法”。

1TEM模传输线的特性阻抗

Z0

vpC0对于空气微带线，微带线中传输TEM模的相速

vpv0 (光速)，并假设它的单位长度分布电容为C01 ，则其特性阻抗为

Z011

v0C01当微带线的周围全部用相对介电常数为r 的介质填充时。此时微带线TEM模的相速为vpv0r，其单位长度分布电容为C0rC01 ，则其特性阻抗为

Z0Z01r

传输波的相速范围

vprvpv0

单位长度分布电容范围

C01C0rC01

特性阻抗范围

Z01rZ0Z01

我们引入一个相对的等效介电常数e，其值介于1和r 之间，用它来均匀填充微带线，构成等效微带线，并保持它的尺寸和特性阻抗与原来的实际微带线相同。

相速为vpv0相波长为

pe

0

e单位长度分布电容为

C0eC01

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长沙理工大学讲稿 《微波技术基础》 第三章 规则金属波导

特性阻抗为

Z0Z01e

相对等效介电常数

eC01qr1

C01式中q为填充因子，表示介质填充的程度。

1110h2q11

2w四、微带线的色散特性和尺寸设计考虑

(一) 微带线的色散特性

微带线中电磁波传播的速度是频率的函数，它使得微带线的特性阻抗Z0和e将随频率而变化，频率愈高，则相速愈小，等效介电常数愈大，特性阻抗愈低。

临界频率的近似值为

f00.95r114Z0 GHz

h(二) 微带线尺寸设计考虑

当工作频率提高后，微带线中除了传输TEM模以外，还会出现高次模。据分析，当微带线的尺寸w和h给定时，最短工作波长只要满足

min2wr

min2hr

4h1rmin就可保证微带线中主要传输TEM模。

各类传输线内传输的主模及其截止波长和单模传输条件列表如下：

传输线类型

矩形波导

圆波导

同轴线

带状线

微带线

主 模

TE10模

TE11模

TEM模

TEM模

准TEM模

截止波长c

2a

3.14R







单模传输条件

a<<2a，>2b

2.62R<<3.41R

>/2(D+d)

2br,2wr

4hr1,2hr,2wr

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