⼀种降低宽带射频⼤功率放⼤器谐波失真的⽅法
第29卷 第4期
2006年12⽉ogenic
电⼦器件
Ch ine Jo u rnal Of Electro n Devi ces
Vol.29 No.4Dec.2006
A Method for Reducing the Harmonic Distortion of Broadband RF High Power Amplifier Module
W A NG Y u -chen ,LIU X un -chun ,H AO Ming -li ,H U ANG Qing -hua
(Institute o f Microelectronics ,Th e Chine Aca dem y o f S ciences ,Beijing 100029,China )
A bstract :The harmonic disto rtio n is o ne o f the impo rtant perform ances of the broadband pow er am plifie r ,becau some harmonic w aves o f the low part o f the broadband is in the w orking -band.An effective method for reducing the harmonic distortion o f broadband RF hig h pow er am plifier
(PA )mo dule is pren -ted.The method is by tuning the lo ad inductance and DC bias to the optim al value to reduce the harm onic disto rtio n.The ha rm onic disto rtion of the broadband RF high powe r am plifier mentioned is reduced from -11dBc to -24dBc and below using this metho d.Key words :harm onic distortion ;broadband powe r amplifier ;RF EEACC :1350F
⼀种降低宽带射频⼤功率放⼤器谐波失真的⽅法
王宇晨，刘训春，郝明丽，黄清华everymomentofmylife
(中国科学院微电⼦研究所，北京100029)
收稿⽇期:2005-12-05
eyou是什么意思 作者简介：王宇晨(1980-),⼥，硕⼠研究⽣，主要从事宽带射频⼤功率放⼤器模块的研究,***********************;
刘训春(1943-)，男，研究员，博⼠⽣导师，长期从事化合物半导体器件及电路的研究。
摘 要:
对于宽带功率放⼤器，有些低频端的谐波正好在⼯作频带内，因此谐波失真是衡量宽带功率放⼤器的⼀个重要指标。作者提出了⼀种降低宽带射频⼤功率放⼤器谐波失真的有效⽅法，即通过调整负载电感值和直流⼯作点使功率管负载达到最佳。利⽤该⽅法，将⽂中提及的功率放⼤器的谐波失真从-11dBc 降低到了-24dBc 以下。关键词:
cmmm谐波失真；宽带功率放⼤器；射频中图分类号:TN722 ⽂献标识码:A ⽂章编号:1005-9490(2006)04-1172-03
⽆线通信系统在全球范围内以惊⼈的速度发展,⽽射频⽆线通信技术的发展显得尤为迅猛[1]。射频功率放⼤器是⽆线通信系统中的关键部件，其中宽带、⼤功率射频功率放⼤器不但⼴泛应⽤于⽆线通信基站，更是雷达、制导等现代化国防装备的核⼼部件[2]。
谐波失真是衡量功率放⼤器的⼀个重要指标,⽽对于宽带功率放⼤器，有些低频端的⼆次谐波正
好在⼯作频带内,⽤滤波器滤掉⼆次谐波的⽅法已不适⽤，因此在宽带功率放⼤器电路设计过程中，不仅要考虑带宽、输出功率、增益及增益平坦度等指
标，还需考虑如何降低放⼤器的谐波失真[3-5]
。
本⽂提出了⼀种降低宽带射频⼤功率放⼤器谐
波失真的有效⽅法，在满⾜带宽，输出功率指标要求基础上将宽带射频⼤功率放⼤器的谐波失真降低⾄-24dBc 以下，与利⽤⼆次谐波短路⽹络降低谐波失真但牺牲带宽的⽅法相⽐有很⼤的优越性[6]，同时相⽐于国外相似产品的谐波失真(≤-11
dBc )[7]
，有较⼤改善。
1 电路设计及实验结果
在宽带射频⼤功率放⼤时，由于放⼤器末级晶体管的负载不可能匹配到对宽带内的每⼀频率都是最佳状态，因此，为了得到同样⼤的输出功率，对于那些负载不处于最佳状态的频段，晶体管就有可能⼯作到饱和区或截⽌区，从⽽引起较⼤的⾮线性失真，产
⽣⼀系列谐波。因为任何周期函数(信号)，当其满⾜⼀定条件时，都可分解为收敛的三⾓级数，即傅⽴叶级数。对于周期函数f (t )，可以写成如下形式:
f (t )=A 0
2
英语文章翻译+A 1cos (ωt +φ1)+A 2co s (2ωt +φ2)+……=A 0
2+∑∞
n =1
A n co s (n ωt +φn )(1)
其中的⼀项
A 0
初中英语单词mp32
是常数项，它是周期信号中所包含的直流分量；式中第⼆项A 1co s (ωt +φ1)称为基波或⼀次谐波，它的⾓频率与原周期信号相同,A 1是基波振幅,φ1是基波初相⾓；式中第三项A 2co s (2ωt +φ2)称为⼆次谐波，它的频率是基波频率的⼆倍,A 2是⼆次谐波振幅,φ2是其初相⾓。依次类推，还有三次、四次、……等谐波。⼀般⽽⾔,A n co s (n ωt +φn )称为n 次谐波,A n 是n 次谐波的振幅,φn 是其初相⾓。式(1)表明，周期信号可以分解为各次谐波之和
[8]
。谐波失真⼤⼩由下式计算:
H D n =10lg P n
P s (dBc )
式中:H D n ———n 次谐波失真;
P s ———基波信号输出功率;
P n ———n 次谐波输出功率。
图1为我们研制的100～270M H z 宽带⼤功率
放⼤器简图。它是两Si LDM OS 管构成的两级放⼤电路，输⼊、输出及级间的匹配没有采⽤变压器耦合[8]
,⽽是由微带线、电感及电容适当取值和配置⽽成。设计宽带功放最主要的指标是输出功率、功率增益及带宽，按照这⼏个指标设计功率放⼤器⽽未考虑谐波失真时，通过EDA ⼯具对电路进⾏仿真得到的
结果可以看到，带宽、增益、增益平坦度、输出功率等指标能很好地满⾜要求，但此时的谐波失真却较⼤，如图2所⽰。在低频段，其⼆次谐波失真达到-9.9dBc 左右
。
图1 100～270M H z 宽带⼤功率功率放⼤器简图
由于f =100～135M H z 频点的⼆次谐波f 2=200～270M Hz ，落在带内，因此不能应⽤带通滤波器滤除其⼆次谐波,⽽普遍采⽤的带外⼆次谐波短路⽹络也⽆法应⽤于此。
由图2的仿真结果可知，该宽带射频功率放⼤
器在频率低端的谐波失真较⼤。通过以上分析谐波产⽣的原因可知，调整负载使之在低频段(例如,100～135M H z )最佳的⽅法
可以减⼩谐波失真。由于
该功率放⼤器在设计上采⽤的是⼆级级联放⼤的电路形式，第⼀级基本是⼩信号线性放⼤，第⼆级是功率放⼤且侧重在对频率低端的放⼤，因此，我们把减⼩谐波失真的重点放在了第⼆级，主要通过调整第⼆级功放管的电感，使其负载在低频段达到最佳值，明显地改善了谐波失真。调整后测量得到电路在整个频段内的⼆次谐波失真均⼩于-24dBc 。图3照⽚是全频带内谐波失真最差的频点100M H z 下的⼆次谐波情况。必须指出的是，在调整该电感时还需同时兼顾放⼤器其它指标⽽折中取值。我们研制的该放⼤器模块输出功率约为13W ，增益⼤于31dB ，增益平坦度⼩于±0.5dB 。
图2 ⼆次谐波失真与频率之间的关系
图3 调整电感⾄合适值后，测量得到的100M Hz 下的
⼆次谐波失真(-24dBc )
2 讨论
调整第⼆级功率管的负载⾄最佳负载来降低⼆次谐波，最简单有效的办法是通过调整负载电感值
和直流⼯作点来实现。通过对不同电感和直流⼯作点取值时电路的仿真结果进⾏分析，我们可以理解这⼀⽅法的正确性:
bother的用法
(1)直流⼯作点固定，即第⼆级功率管的静态⼯作电流I d =600m A 时，改变该级负载电感值。图4为负载电感L =20nH ,75nH
,150nH 时对应的全频段内功放的⼆次谐波失真情况。L 为第⼆级功率管的负载电感，如图1所标⽰。当L 的取值过⼩时,⼆次谐波失真较⼤。当达到最佳负载时,⼆次谐波失真在全频带内⼩于-24dBc 。
我们可以通过图5的负载线⽰意图分析负载电感值对谐波失真的影响。图5表⽰直流⼯作点固定
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第4期王宇晨，刘训春等:⼀种降低宽带射频⼤功率放⼤器谐波失真的⽅法英译中
图4 ⼆次谐波失真在频带内随负载电感的变化关系
时，如图中所⽰Q 点，静态⼯作电流I q ，不同电感取值所对应的交流负载线，其中电感值L 1
L 3，不同负载情况下对应的输出功率与图5中相应阴影部分的⾯积成正⽐。从图中可以看到，当负载值过⼤或过⼩时，输出的线性功率都较低，如果为了满⾜与负载L 2同样的输出功率指标，则输出信号
的动态范围要相应增⼤，从⽽导致输出信号进⼊饱和区或截⽌区⽽产⽣失真，相应的谐波失真会增⼤。因此选取合适的负载电感值使负载最佳，可有效地降低谐波失真
。
图5 直流⼯作点⼀定时，不同负载电感所对应的负载线
(2)当负载电感值⼀定时，静态⼯作点对谐波的影响也是不能忽视的。
我们取电感值L =75nH ，改变第⼆级功率管直流⼯作点。图6为第⼆级功率管静态⼯作电流分别为I d =360mA ,600mA ,1.24A 时，对应的全频段内功放的⼆次谐波失真情况。由图6的仿真结果可以看到，当静态⼯作电流过⼤或过⼩时，谐波失真都较⼤,⽆法在全频段内达到-20dBc 以下。只有选取在合适的静态⼯作电流,
该功放的谐波失真
图6 L =75nH 时，在全频带内⼆次谐波失真度较⼩，在全频段内达到-20dBc 以下。由图7的负
载线⽰意图分析，当负载电感值⼀定时，改变直流⼯作点，负载线随直流⼯作点的改变⽽平⾏移动。如直流⼯作点取的过⼤或过⼩时，负载线则会如图中
所⽰偏⾼或偏低，那么信号就会进⼊饱和区或截⾄
区，因此⽽产⽣较⼤的失真，相应的谐波失真就会增⼤。因此选取合适的直流⼯作点可有效地降低谐波失真。
图7 负载电感⼀定时，不同直流⼯作点下的负载线
另外，作者还针对反馈对谐波失真的影响进⾏了分析与试验。减⼩反馈回路的阻值可改善谐波失真，但相应全频带内的输出功率也随之减⼩。因此，调整负载⾄最佳负载，即选取合适的直流⼯作点和相应的最佳负载电感值，可有效地改善谐波失真，同时亦不影响射频宽带功放的输出功率与带宽。
3 结论
本⽂提出了⼀种降低宽带射频⼤功率放⼤器谐波失真的有效⽅法，即通过调整负载⾄最佳负载，选取合适的直流⼯作点和相应的最佳负载电感值，可有效地改善谐波失真，将宽带射频功放的谐波失真改善⾄⼩于-24dBc 。由于在射频功放模块的研制过程中，负载电感多采⽤由⾦属导线绕制成的线圈
制成，在电路调谐过程中只需通过改变线圈长度就可⽅便地改变电感值，直⾄调谐到各项指标均满⾜要求。将依照此⽅法调谐成功的射频功放模块实际测试结果与国外同类产品相⽐较，前者全频段内谐波失真≤-24dBc ，美国M /A -COM 公司相似频段内的射频宽带功放模块谐波失真为≤-11dBc ，可见，此⽅法对谐波失真的改善效果显著,⽽且简单易⾏。参考⽂献:
[1] Reinh old Lu dwing ,Pavel Bretchko.射频电路设计-理论与应
⽤[M ].北京：电⼦⼯业出版社,2002:2
[2] 陈邦媛.射频通信电路[M ].北京：科学出版社,2002:430[3] 刘勇，张斌，徐峰.宽带功率放⼤器技术性能研究[J ].⽆线通信
技术,2002,3:42.
[4] 李浩模.通信⽤线性功率放⼤器的进展[J ].半导体情报,2001,
bride38(1):5.
[5] 赵⼣彬.⼩型化功率放⼤模块[J ].半导体技术,2000,25(6):
37.
转弯[6] 《中国集成电路⼤全》编委会.微波集成电路[M ].北京：国防⼯
业出版社,1995:204.
[7] 赵⼣彬.射频宽带⼤功率放⼤器模块[J ].半导体技术,2003,28
(2):65.
[8] 吴⼤正.信号与线性系统分析[M ].北京:⾼等教育出版社,
1986:110.
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电 ⼦ 器 件第29卷
