三相六开关三电平光伏逆变器漏电流抑制
郭小强;王学惠;杨勇;关红磊;王宝诚
【摘 要】以三相六开关三电平光伏逆变器为研究对象,分析电路工作原理,建立系统共模回路模型,对系统共模特性进行研究,并提出调制策略,在实现系统输出电压三电平的同时,系统共模电压保持恒定,从而实现漏电流的有效抑制.此外,对电感绕组电流断续引起的问题进行分析并提出相应的解决方案.最后在TMS320F28335 DSP+XC3S400 FPGA数字控制硬件实验平台上对提出方案进行实验,结果验证了提出方案的有效性.
清明唐杜甫
【期刊名称】《电工技术学报》
【年(卷),期】心方慌2018(033)014
【总页数】义愤填膺是什么意思9页(P3255-3263)
品牌标志【关键词】光伏系统;三相六开关逆变器;三电平逆变器;漏电流
【作 者】郭小强;王学惠;杨勇;关红磊;王宝诚
【作者单位】燕山大学电气工程学院 秦皇岛 066004;燕山大学电气工程学院 秦皇岛 066004;燕山大学电气工程学院 秦皇岛 066004;燕山大学电气工程学院 秦皇岛 066004;燕山大学电气工程学院 秦皇岛 066004
【正文语种】中 文
【中图分类】TM46
非隔离型光伏逆变器因具有体积小、质量轻、成本低和效率高等特点，受到广泛关注，具有广阔的应用前景[1,2]。由于缺少变压器隔离，光伏系统和大地之间存在电气回路，导致系统出现漏电流[3]。漏电流会引起并网电流畸变、电磁干扰等问题，还会造成潜在的人身安全隐患[4]。因此，如何解决非隔离型光伏逆变器漏电流问题具有重要研究意义。
单相非隔离型光伏逆变器已经得到广泛和深入的研究[5-8]，然而单相光伏系统大量接入电网会引起电网三相电压不平衡[9,10]，因此VDE-AR-N_4105标准要求单向系统单机接入容量限制在4.6kV·A以下。另外，三相光伏系统接入电网不会引起电网电压不平衡问题，还可以提高光伏系统并网容量，具有广阔的应用前景。传统三相两电平光伏逆变器无法有效抑
制漏电流，为了解决该问题，文献[11,12]从改进调制策略的角度对系统漏电流问题进行了研究。文献[13,14]从改进系统拓扑的角度对系统漏电流问题进行了分析，上述方案均针对三相两电平拓扑，实际应用中还存在三相三电平拓扑。与两电平拓扑相比，三电平拓扑具有开关应力小，输出波形质量高等优点[15-17]。三相三电平二极管钳位型拓扑、飞跨电容钳位型拓扑和级联型拓扑是目前应用较为广泛的三相三电平光伏逆变器拓扑。然而，级联型拓扑需要多个独立的输入源[18]，飞跨电容拓扑和二极管钳位型拓扑需要采用电容平衡策略维持不同工况下系统运行[19]。此外，上述三电平电路开关器件数量较多，比如，飞跨电容拓扑需要12个开关管和3个飞跨电容，二极管钳位型拓扑需要12个开关管和6个钳位二极管，增加了系统开关器件的数量和开关隔离驱动辅助电路，且电路存在桥臂直通过电流的风险，降低了系统可靠性。此外，上述三电平拓扑由于开关数量较多，需要复杂的调制策略协调系统开关状态实现漏电流的抑制。因此，开关数量少、可靠性高并且可以有效抑制漏电流的三相三电平光伏逆变器及其调制策略有待进一步研究。
本文以三相六开关三电平光伏逆变器为研究对象，对系统工作原理和共模特性进行分析并提出调制方案，在实现系统输出三电平的同时，漏电流得到有效抑制，最后进行了实验验证。
图1为三相六开关三电平光伏逆变器，图中，S1～S6为IGBT开关管，VD1～VD6为二极管，Cpv为寄生电容，icm为漏电流。在传统三相六开关拓扑基础上，每个桥臂两个开关之间加入耦合电感，避免了桥臂直通问题，提高了系统可靠性。二极管VD1～VD6用于构成续流回路，系统工作状态如图2所示，和传统三相六开关拓扑不同，当同一桥臂两个开关管同时导通或同时关断时，输出Udc/2电平，因此每个桥臂输出三种电平状态，分别为Udc、Udc/2、0。
图2中iw1为电感上绕组电流，iw2为电感下绕组电流，ia为A相输出电流，UAN为A相输出相电压。可以看出，流过电感上、下两绕组的电流方向相同。电感工作状态如图3所示，其中im为串联在上、下两个开关管之间的电感产生的磁路电流。图3a为A相电路，当电感上、下两绕组紧密耦合时，桥臂输出电流ia平均分流到上、下两绕组，即
此时只有耦合电感的漏感串联到输出回路中，简化电路如图3b所示。
桥臂上、下两个开关管之间的磁路电流im如图3c所示。当桥臂开关管S1、S2全部导通时，电感上、下两绕组储存能量，绕组电流iw1、iw2均增大，磁路电流im也增大；当桥臂开关管S1、S2全部关断时，电感上、下两绕组释放能量，绕组电流iw1、iw2均减小，磁路电流
im减小；当桥臂开关管S1、S2一个处于导通状态，另一个处于关断状态时，电感上、下两绕组处于短路状态，电感磁路电流im没有明显变化，磁路电流im与开关管工作状态及对应电压见表1。
以A相为例，对电感进行解耦，得到耦合电感解耦前后的工作状态如图4所示，其中、和、分别为耦合电感解耦前后上、下绕组电感。设电感耦合系数k=1，且Lt1=Lt2=Lt，则解耦后有，。
图5为电感解耦后系统共模回路原理。根据文献[20]可将其共模模型化简为图6，其中，共模电压为
根据图6可知，系统回路中的共模漏电流主要由共模电压决定，通过控制共模电压UCM恒定可以实现系统漏电流的有效抑制。
为了实现电路正常工作并有效抑制漏电流，需要采取合理的调制策略。根据第1节系统工作原理并考虑电感绕组能量守恒问题，系统调制方案需具备以下特点：首先，保证逆变器六个开关管在整个调制周期内以载波频率工作；其次，在一个载波周期内，保证电压状态为“菠菜土豆泥
1”时对应的两种开关状态工作时间均匀分配，使电感上、下两绕组能量守恒。图7所示为调制方案一示意图。
该方案将两个角度互差180°的调制波信号m1和m2与同一个载波信号比较，将m1与载波比较所得PWM信号提供给S1，且当m1大于载波时S1导通，当m1小于载波时S1关断；将m2与载波比较所得PWM信号提供给S2，且当m2大于载波时S2导通，当m2小于载波时S2关断，开关管S1、S2在整个调制周期内以载波频率工作。对调制方案一进行仿真研究，仿真参数如下：直流母线电压Udc=800V电阻R=30W，开关频率10kHz，滤波电感2.5mH，耦合电感2.14mH，耦合系数0.99，寄生电容300nF。图8为方案一仿真结果，可以看出调制方案一可以实现系统输出电压为三电平，如图8a所示。其共模电压不能恒定，幅值在Udc/3、Udc/2和2Udc/3之间高频变化，如图8b所示。此时系统漏电流较大，如图8c所示，其最大值为861mA，大于德国VDE- 0126-1-1标准规定的300mA。图8d为流过电感上、下绕组的电流iw1和iw2，可以看出，绕组电流存在断续现象，原因是由于电路中二极管管压降等因素的影响，使电感绕组在一个开关周期内储存的能量和释放的能量不能守恒。该现象会引起逆变器输出电压出现尖峰和反向压降现象，从而影响共模电压和漏电流幅值，图9为A相电压和共模电压放大波形。
渴望不可及为了解决方案一电感绕组电流断续问题，在系统各开关加入关断延时，以增加电感储存能量的时间。加入1ms关断延时后的电感绕组电流如图10所示。iw1和iw2不存在断续现象，此时系统电压和共模电压输出波形如图11所示。相电压和共模电压尖峰和反向压降现象得到抑制，输出负载电流及其FFT分析如图12所示，波形质量较好。
为了进一步减小系统漏电流，提出调制方案二如图13所示，通过载波比较和逻辑变换使系统共模电压恒定于Udc/2，从而实现系统漏电流的抑制。其中X、Y、Z信号为调制波与载波比较得到的初始PWM信号，P信号为载波信号的分频信号，频率为载波频率二倍。P信号作用是平衡一个载波周期内电感绕组储存的能量和释放的能量，保证电路正常工作，原理如图14所示。
一个载波周期内，当P信号为低电平时，电感释放能量或保持不变；当P信号为高电平时，电感储存能量或保持不变。S1～S6的布尔逻辑函数式为怀孕多久能看出来
信号X、Y、Z、P经过布尔逻辑函数式（4）后，得到开关管S1～S6驱动信号。
图15为分频信号P占空比为50%时的仿真结果，可以看出，调制方案二可以实现输出电压
为三电平。且共模电压变化范围明显减小，漏电流幅值也得到一定程度的抑制。由于电感绕组电流仍存在电流断续状态，导致相电压和共模电压波形质量不理想，将其波形放大可以看出存在电压尖峰和反向压降现象，A相相电压和共模电压放大波形如图16所示。
为解决上述问题，将分频信号占空比增大为51%，增大分频信号占空比后电感绕组电流如图17所示。从图17仿真结果可以看出，电感绕组电流处于连续状态，此时系统相电压和共模电压放大波形如图18所示，与图16相比，电压尖峰现象和反向压降现象得到有效抑制，共模电压恒定于Udc/2，此时系统漏电流得到有效抑制，增大分频信号占空比后漏电流仿真结果如图19所示。负载电流及其FFT分析如图20所示，THD=1.10%，波形质量较好。
为了进一步验证本文所提方案的有效性，搭建了系统硬件实验平台，其中系统控制由浮点型TMS320F28335 DSP和FPGA（Xilinx Spartan3系列XC3S400）实现，实验参数如下：直流母线电压250V，开关频率10kHz，滤波电感2.5mH，耦合电感2.14mH，耦合系数0.99，寄生电容200nF。
图21所示为方案一不加关断延时情况下的实验结果。寄生电容电压和三相输出相电压的实验波形如图21a所示，可以看出，相电压为三电平输出，而寄生电容电压存在波动。图21b
为寄生电容电压和相电压放大波形，可以看出相电压幅值存在不规则波动（见图21c中圆圈），其原因是电感绕组电流断续所致。图21c为电感绕组电流，存在断续现象。
加入关断延时后电感绕组电流如图22a所示，电流处于连续状态，此时寄生电容电压UCpv和相电压放大波形如图22b所示，相比图21b，相电压幅值不规则波动得到抑制。但寄生电容电压仍无法保持恒定，漏电流icm最大值为324mA，高于VDE- 0126-1-1标准规定的300mA。负载电流及其FFT分析如图22d所示，可以看出谐波含量较少。
图23为方案二的实验结果。三相输出相电压和寄生电容电压波形如图23a所示，相电压为三电平输出，寄生电容电压基本恒定。图23b为寄生电容电压和相电压放大波形，相电压幅值存在不规则波动（见图23b中圆圈）有所减小，但仍然存在，其原因是电感绕组电流断续所致。图23c为电感绕组电流，存在断续现象。
图24为增大分频信号占空比后方案二实验结果，可以看出，电感绕组电流处于连续状态，此时寄生电容电压UCpv和相电压放大波形如图24b所示，相比图21b，相电压幅值不规则波动得到抑制。同时寄生电容电压保持恒定，漏电流icm最大值仅为96mA，满足VDE-0126-1-1标准。图24d为增大分频信号占空比后的负载相电流及其FFT分析，可以看出，其中考备考方案
谐波含量较少，输出波形质量较好。
本文对三相六开关三电平光伏逆变器进行了理论分析和实验研究，得出以下结论：方案一可以实现系统输出三电平，但共模电压存在波动，因此系统漏电流无法得到有效抑制；方案二在输出三电平的同时，系统共模电压保持恒定，从而实现了漏电流的有效抑制。此外，方案二原理简单，易于实现，具有一定工程应用价值。
郭小强 男，1979年生，博士，IEEE Senior Member，教授，河北省杰青，研究方向为分布式发电和微电网技术。E-mail: ***********（通信作者）
王学惠 男，1990年生，硕士研究生，研究方向为光伏发电和多电平变换器。E-mail: ******************
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