NCP1601制作的100W PFC升压电路

更新时间:2023-07-19 22:30:39 阅读：评论：0

简介：

本应用注意介绍了使用NCP1601组成的升压式功率因数校正。图1给出了电路原理。

下面介绍设计及测量步骤。

NCP1601A是安森美公司最新的为小功率PFC用设计的产品。它可以工作在两种工作状态。即断续导通型（DCM）和临界导通型（CRM）。 DCM的特色在于能限制最大开关频率，以便简化前端的EMI设计。而CRM型则可以限制电感中的电流应力，以便节省MOSFET和快速二极管的成本，尺寸以及可靠性。

通用的小功率PFC的控制方法通常都是采用临界导通型（CRM），它可以改变开关频率，CRM方式的开关频率可以变得非常高，它出现在正弦波零跨跃时。有时，高的开关频率使得CRM方式的EMI问题几乎无法解决。当然，CRM有一个超过定频DCM方式的优点，即只有较低的峰值电流。这对于PFC是非常重要的。CRM在大电流应力的瞬间更可取一些。作为结果，NCP1601A开发成具有DCM和CRM两者优点的PFC控制IC。变换器使用NCP1601A在多数应力状态时要工作在CRM状态下，而就在零跨跃的瞬间能工作在DCM状态下，NCP1601A的工作形式总结于图2中。

设计步骤

第一步：确定设计规范

输入电压 85VAC—265VAC 50Hz

输出功率 100W/400VDC

开关频率 100KHz

i am a student第二步：偏置电源设计

使用一个1/4W750K电阻给Vcc电容充电以便启动，在最坏情况下，该电阻上的功耗是94mW。

P = V2 / R = 2652 / 750*102 = 93.6W

辅助绕组偏置源如图3所示。启动后，从电感上附加一个绕组，经过整流给出，Vcc要

高出NCP1600A的最小工作电压9V，当PFC级的MOSFET导通时，电感初级的电压为Vin，二次绕组上的电压为Vin / N，该电压经过整流后接到电容C1上，当PFC级二级管导通时，电感初级绕组上的电压成为(Vin-Vout)，此时二次绕组上的电压成为(Vout-Vin)/N，这个电压加到电容C2上，作为结果，Vcc的偏置电压将是Vout/N，它几乎是恒定的，而不管50Hz的交流输入电压如何变化。

Vcc = VC1 +VC2 = Vin / N + (Vout-Vin) / N = Vout / N > Vcc (OFF)

这样，辅助绕组的匝比N选做25:1，即Vcc =16V。

Vcc = Vout / N = 400 /25 =16V

给Vcc处接一个120uF电容，按照经验在启动期间的228ms中是足够了。NCP1601A消耗的典型值为2.5mA，欠压锁定值为4.75V。

Tstart = C*dV / I = 228 ms

出于保护的目的，加一个箝位齐纳二极管MZP4745A ，以便于防止瞬间过压。

第三步：假设一个转换效率

效率η通常假设为90%，输入功率为111W，此输入功率将迅速用于以下几步的计算。

P in = Pout /η= 100 / 90% = 111W

第四步：计算电流应力

最坏情况下，输入电流的最大值发生在输入AC85V时，输入的RMS电流I ac是1.31A。这是指AC电流是均方根值。此电流应力主要加在整流器的前端。

I ac = P in / Vac =111 / 85 =1.31A

同时最大电流应力在PFC的临界型中是3.7A。

I pk = 2 2 1/2 * Iac = 3.7A

这个电流应力影响元件的选择，包括电流检测电阻，功率MOSFET，二极管及电感。

第五步：振荡电容设计

最大功率在 V control = 1V 的最坏情况下的AC85V时得到。

C ramp = (Pin / Vac2 ) * 2L I ch = 706 pf

而在NCP1601A内的斜波端接了一支20pf 的电容，斜波电容的选择要尽可能小，以便限制最大的功率传输。对于临界状态，外部再接一支680pf 电容，对此应用就足够好了。

C ramp = 680pf

对于 C ramp 的这个值，控制电压V control 在高线及低线条件下得到：在低线时85V

V control = 2 L Ich * Pin / C ramp * Vac2 = 1.01 V演讲稿青春

而在高线时265 Vac,

V control = 2 L I ch * Pin / C ramp * Vac2 = 0.1V

第八步：检查开关周期以确保CRM时处在正弦峰顶，在低线85VAC时，开关周期(t1+t2)以及MOSFET在导通的t1时间如下所示：

t1+t2 = Vout / (Vout –Vin ) * (C ramp * V control / Ich ) = 10.11uS > T

t1 = C ramp * V control / I ch = 7.07 uS

在高线265VAC时，开关周期(t1 +t2 )及MOSFET在导通的 t1 时如下：

t1 +t2 = Vout / (Vout – Vin) * ( Cramp *V control /I ch ) = 11.1uS > T

t1 = C ramp * Vcontrol / Ich ) = 0.7 uS

如同开关周期一样长过DCM的开关周期T，电路工作在CRM状态。而且最大电流应力被最小化了。

第九步：电流检测电阻设计

设置电流检测电阻Rcs，Rcs定义为零电流阈值Ib ZCD及过流保护阈值I L OCP ，分别由以下两式给出：

I L OCP = ( Rs *200uA – 3.2mV )/ R cs

I L ZCD = ( Rs *14uA –7.5 mV ) / Rcs

由于I L ZCDfeature 已经大于零，Rs就必须大于535.7Ω,此时给出I L ZCD >0 ，当Rs非常接近535.7Ω时，I LOCP / I L ZCD = 26000。而且I L ZCD 可以比I L OCP 非常小。例如：如果最大应力电流为3.7A，那末R cs 为28mΩ, I L ZCD 为143uA。

Rcs = ( Rs *200uA – 3.2mv ) / I L OCP = 0.028Ω

I L ZCD = (Rs * 14 uA – 7.5mv) / Rcs = 143uA

当然，由于误差的存在，只能在实际设计中尽量使之接近。

当Rcs的值为0.05Ω时，其功耗为129mW。

Pd = Iac2 * Rcs * 1.5 = 129 mW

为了能有I L OCP = 3.7A ，Rs将必须是941Ω.

Rs = (Rcs * I L OCP + 3.2 mV) / 200uA = 941Ω

941Ω不是标准值，如果取Rs 为 1KΩ ,那末I L OCP 以及I L ZCD 给出如下二式：

I L OCP = (Rs *200uA - 3.2mV) / Rcs = 3.936A

I L ZCD = (Rs * 14uA – 7.5mV) / Rcs = 130mA

第十步：输出电容设计

输出电容的选择通常由所要求的维持时间或可以接受的负载上的纹波电压来决定。作为经验法则，输出电容通常设定为1uF/W ，因此，输出及物动词和不及物动词区别100W的应用需要100uF的输出电容。即 Cout = 100uF/450V 。

保持时间T hold为电源在线路电压跌落后需要保持其电压在规范范围内的时间。

C = 2Pout * t hold / ( Vout min2 – V op min )后庭

此处，Vout min 是在满载时输出稳压的电压值。Vop min 是由PFC的驱动负载上的最小电压值。由于没有保持时间的实际规范，这一项在此处没有进一步研究。

主要在PFC电路中的纹波元件是其整流的交流线路频率，因为它很难被电感和电容滤掉，CCM或DCM方式工作主要影响开关频率的纹波，它总是少于整流线路频率的纹波的。因此，将其忽略。陈冠希英文道歉

PFC的低频输出级可以简化成图4。线路频率电流源是一个整流过的正弦波，而且其均方根值Iout rms简化成Pout / Vout，因此，Iout pk-pk的峰峰值表示为：

Iout pk-pk = 1.414* Ioutrms = 0.354A

现在，电容仅作为图4电路中的储能的中间环节，其放电时间为线路频率的1/4，如图5所示。

T discharge = 0.25 *1/ fL

因此，低频输出纹波可以从下式求出：

dV = I dt / C =( 0.354 * 1/4*1/50)/100*10-6 = 17.7V

感知不能出于安全起见，450V标称的输出电容被推荐在此使用，它是以应付400V的RMS电压。

另一方面，在NCP1601A的PFC中，瞬时输出电压会影响瞬时的控制电压，V CONTROT。如果输出电压纹波太大，它会使控制电压上也有大波动。因而会使功率因数值惊人地减

少。因为这是为了满足高的动态控制电压。

第small是什么意思11步：输入滤波设计

CRM或DCM的PFC电路需要一个输入滤波电路以便将高频电流旁路掉。使输入电流仅由低频部分组成。最简单的滤波电路就是跨跃两输入端的电容CFab制如图6所示。假设输入阻抗Zin加入到AC输出源，而其输入阻抗值未知。且在多数应用中是可忽略的。因此，加入一个差模滤波电感Lf，去计算其电流。该差模电感通常存在于共模电感的形式。

高频源是电感电流IL。其高频等效电路示于图7，其矢量图画出，高频电流IL的百分比得以进入输入边，公式如下：