电力电子技术ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
第３９卷第６期２００５年１２月
Ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．６Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，２００５
１引言
电力电子装置的广泛应用，带来了日益严重的
电磁环境污染，导致了电网中大量的谐波和电磁干扰（ＥＭＩ）
。究其原因，主要是电力电子装置整流滤波电路的非线性，以及功率开关管在高电压下导通，大电流下关断时的硬开关工作方式。为消除电流谐波，可加入功率因数校正（ＰＦＣ）
电路，而减少ＥＭＩ最有效的办法是采用软开关工作方式。开发研究高功率因数的软开关ＡＣ／ＤＣ变换器一直是本学科的一个热点。目前，小功率的单相高功率因数ＡＣ／ＤＣ变换技术已较成熟。市场上有许多相应的专用集成控制芯片，如ＵＣ３８５４，Ｌ６５６１，ＭＣ３３２６２等等。外围电路相当简单，功率因数可达０．９９，在消费类电子产品中已获得广泛应用。大功率的三相高功率因数ＡＣ／ＤＣ变换器，因其电路拓扑结构和控制都较复杂，而且大功率装置的谐波污染更突出，吸引了许多专家学者从不同角度对其开展了研究［１￣３］。目前较成熟的是采用ＰＦＣ级加ＤＣ／ＤＣ变换级的两级方案。它能达到较好的性能指标，但缺点是元件多，效率低，成本高。然而，电路结构相对简单的单级方案正成为大家关注的焦点，其主要问题在于如何使输入电流谐波满足标准要求，且在调节输出电压的同时，抑制
直流母线上可能产生的上千伏高压［４］。本文提出了一
种基于伪相移（Ｐｓｅｕｄｏ－Ｐｈａｓｅ－Ｓｈｉｆｔｉｎｇ）
美国留学生活控制的大功率三相单级高功率因数软开关ＡＣ／ＤＣ变换器。它的拓扑结构简单、控制容易，直流母线电压ＵＧＢ可抑制在
８００Ｖ以下，
输出功率Ｐｏ＝１０ｋＷ，功率因数ＰＦ＝０．９９。２电路拓扑及控制方法
图１示出本文提出的三相单级高功率因数软开
关ＡＣ／ＤＣ变换器电路拓扑。它由三相三线制输入电源、三相高频滤波网络、功率因数校正及ＤＣ／ＤＣ全桥变换器４部分组成。星形连接的高频滤波电容Ｃｄ的中点Ｎ连接到逆变器超前桥臂的两个开关管ＶＺ１和ＶＺ３中间，在ＶＺ１或ＶＺ３导通时，为输入电感Ｌｉｎ构成储能回路，在ＤＣＭ模式下完成功率因数校正（ＰＦＣ）。ＶＺ１和ＶＺ３和滞后臂开关管ＶＺ２和ＶＺ４构成一个零开关损耗的全桥ＤＣ／ＤＣ变换器。逆变器采用伪相移式控制［５］。
图２示出各开关时序及其工作波形。其工作原理为：对角开关管ＶＺ１，ＶＺ２或ＶＺ３，ＶＺ４同时开通；
三相单级高功率因数软开关ＡＣ／ＤＣ变换器
黄念慈，段述江，凡木文，白三中
（四川大学，四川成都６１００６５）
摘要：采用伪相移式全桥零电压零电流（ＰＰＳ－ＦＢ－ＺＶＺＣＳ）变换器完成三相功率因数校正（ＰＦＣ）和输出电压调节双重功能，并能有效抑制直流母线电压。本文对其进行了理论分析、关键参数计算、计算机仿真和实验室样机实验验证。实验表明，其最大输出功率为１０ｋＷ，
功率因数达到０．９９，轻载时直流母线电压小于８００Ｖ。关键词：功率因数；变换器／软开关中图分类号：ＴＭ４６４，ＴＭ７１４．３
文献标识码：Ａ
文章编号：１０００－１００Ｘ（２００５）０６－００２２－０３
macklemoreＮｏｖｅｌＨｉｇｈ－ＰｏｗｅｒＴｈｒｅｅ－ＰｈａｓｅＳｉｎｇｌｅ－ＳｔａｇｅＵｎｉｔｙ－Ｐｏｗｅｒ－Ｆａｃｔｏｒ
ＡＣ／ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＳｏｆｔ－Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ
ＨＵＡＮＧＮｉａｎ－ｃｉ，ＤＵＡＮＳｈｕ－ｊｉａｎｇ，ＦＡＮＭｕ－ｗｅｎ，ＢＡＩＳａｎ－ｚｈｏｎｇ
（ＳｉｃｈｕａｎＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｃｈｅｎｇｄｕ６１００６５，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：ＴｈｅＰＦＣａｎｄｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｒｅｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓｌｙａｃｈｉｅｖｅｄｉｎｕｓｅｏｆａｐｓｅｕｄｏ－ｐｈａｓｅ－ｓｈｉｆｔｉｎｇ－ｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（
ＰＰＳ－ＦＢ－ＺＶＺＣＳ）ｗｉｔｈｚｅｒｏ－ｖｏｌｔａｇｅ－ｚｅｒｏ－ｃｕｒｒｅｎｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇａｓｗｅｌｌａｓｒｅｓｔｒａｉｎｉｎｇｔｈｅＤＣ－ｌｉｎｋｖｏｌｔａｇｅ．Ｉｔｓｏｐｅｒａｔｉｏｎｐｒｉｎｃｉｐｌｅ，ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎｏｆｋｅｙｐａｒａｍｅｔｅｒｓ，ｃｏｍｐｕｔｅｒｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｒｅｓｕｌｔｓｏｆａ１０ｋＷｐｒｏｔｏｔｙｐｅａｒｅｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．ＴｈｅＤＣ－ｌｉｎｋｖｏｌｔａｇｅｉｓｂｅｌｏｗ８００Ｖａｎｄｔｈｅｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍｉｓａｂｏｖｅ０．９９．
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＰＦ；ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ／ｓｏｆｔ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ
uniqueness定稿日期：２００５－１０－２１
作者简介：黄念慈（１９４５－）
男，广东南海人，教授，研究方向为绿色电力电子技术。
图
１三相三线变换器的电路拓扑结构
２２
ＶＺ１和ＶＺ３比ＶＺ２和ＶＺ４先关断。ＶＺ１和ＶＺ３的关断
时间可以调节，ＶＺ２和ＶＺ４
的关断时间固定不变。因
此，改变ＶＺ１和初中英语短文改错
ＶＺ３的导通时间，可以调节Ｐｏ。
逆变器的工作频率是固定的。在用于三相四线电源系统时，Ｎ点即可与
中性线连接。
３工作原理
为了简化分析，假设：①视所有的开关器件，包括二极管为理想器件；②三相线电压对称；③忽略高
频输入滤波器的影响；④因高频开关周期Ｔｓ远远小于电源交流电周期Ｔ，因此在一个Ｔｓ内，可视ｕａ，ｕｂ，ｕｃ不变；⑤视ＵＧＢ为定值。取三相中一相电压过零点，即改变极性作为开始，变换器的工作过程每６０°重复一次。下以Ａ相为例，选取在０°～６０°
之间的众多Ｔｓ中的一个周期，描述逆变级的各个工作阶段。在０°～６０°内，ｕａ＞０，ｕｂ＜０，ｕｃ＞０。图２示出两个Ｔｓ内ＩＧＢＴ门极驱动信号ｕｇＶＺ１～ｕｇＶＺ４以及Ａ相ＰＦＣ储能电感Ｌ１上的电流ｉＬ１、变压器Ｔ１的初级电压ｕＮＭ、变压器的初级电流ｉＬｐ波形。
（１）第一阶段图３ａ示出该阶段的工作过程。当ｔ＜ｔ１时，ＶＺ１和ＶＺ２共同导通，可饱和电感Ｌｓ饱和，ｕＮＭ＝ＵＧＢ加至负载ＲＬ，向负载输出功率。ＶＺ１开通，使Ｐ，Ｎ两点等电位，二极管ＶＤ１，ＶＤ３导通，
为输入电感Ｌ１和Ｌ３构成独立回路，将能量储存在Ｌ１和
Ｌ３中。Ｂ相电压小于零，二极管ＶＤ５导通，再通过
mentally
ＶＺ１和Ｃｄ构成回路，
释放电感Ｌ２中的能量。当Ｃｄ足够大时，星形连接的Ｃｄ的中点Ｎ等效于三相电源的中性点。因此，加在Ｌ１和Ｌ３两端的电压分别为ｕａ和ｕｃ；
加在Ｌ２上的电压为ＵＧＢ＋ｕｂ。在此期间，加在电感上的电压近似于恒定值，Ｌ１和Ｌ３上的电流ｉＬ１和ｉＬ３近似线性增长，在ＶＺ１关断时，达到最大值；Ｌ２上的电流ｉＬ２从负的最大值向零线性减小。
（２）第二阶段图３ｂ示出该阶段的工作过程。在ｔ１时刻，ＶＺ１先关断（因开关管并联Ｃ１，ＶＺ１为零电压关断）；变压器的ｉＬｐ对Ｃ１充电，Ｃ３放电。当Ｎ与Ｇ点之间的电压ｕＮＧ下降为零，即Ｃ３放电到零时，
ＶＤｒ３自然导通，
之后完成ＶＺ３的零电压开通。（３）第三阶段图３ｃ示出该阶段的工作过程。
ｉＬｐ经ＶＺ２和ＶＤ３续流，
并在谐振电容Ｃｂ的作用下迅速下降，当下降至Ｌｓ的临界饱和电流时，Ｌｓ退出饱
和，阻止ｉＬｐ反向。
（４）第四阶段图３ｄ示出该阶段的工作过程。在ｔ２时刻，ＶＺ２实现零电流关断；在ｔ３时刻，即延迟一定时间（滞后臂死区时间），零电流开通ＶＺ４；ＶＺ３和ＶＺ４共同导通，ＶＺ３零电压开通。Ｌｓ饱和，电源向负载输出功率。ＶＺ３开通，使Ｇ和Ｎ两点等电位，加在Ｌ１和Ｌ３上的电压分别为ｕａ－ＵＧＢ和ｕｃ－ＵＧＢ。加在Ｌ２上的电压为ｕｂ。在此期间，考虑到整流电压近似恒定，ｉＬ１和ｉＬ３从最大值近似线性减小到零；ｉＬ２从零负向线性增加到负最大值，在ＶＺ３关断时达到负的最大值。之后，进入下半周期，运行模式与上述相似。
图２
各开关时序及工作波形
图３工作过程
４计算机仿真结果
对图１所示的电路进行了ＰＳＰＩＣＥ仿真。电路主要参数为：三相输入电源电压ｕＳ＝３８０Ｖ，ＰＦＣ的Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３＝５０μＨ；Ｃ１＝Ｃ３＝０．０１μＦ；Ｃｄ＝４７０μＦ；开关频
率ｆｓ＝２５ｋＨｚ；占空比Ｄ＝０．４；变压器变比ｎ＝７∶１；输出滤波电感Ｌｆ＝１００μＨ；输出滤波电容Ｃｆ＝１μＦ；输出电压Ｕｏ＝３６Ｖ，输出电流Ｉｏ＝４００Ａ。图４ａ示出完成双重功能的ＶＺ３零电压开关仿真波形；图４ｂ示出
三相单级高功率因数软开关ＡＣ／ＤＣ变换器
２３
图５带或不带ＰＦＣ的ｉｉｎ频谱分析
Ｌｉｎ工作在ＤＣＭ下，
其包络线为与该相电压同相的正弦仿真波形，即ＰＦＣ的输入电感电流ｉＬｉｎ波形；图４ｃ示出经过高频滤波后得到的输入电流ｉｉｎ仿真波形，图５ａ示出相应的带ＰＦＣ时的ｉｉｎ频谱图。可见，
除ｆｓ处有少量谐波未滤净外，大部分谐波均被滤
净。图５ｂ示出不带ＰＦＣ时传统变换器的ｉｉｎ频谱图。显然，设计的变换器，其ＰＦ值远远高于传统变换器的ＰＦ值，可达０．９９以上。
星期一的英文
５理论分析
５．１
ＰＦＣ和ＴＨＤ
设计的变换器，其ＰＦＣ电感工作在ＤＣＭ模式。
ＰＦＣ电感在ＶＺ１开通，ＶＺ３关断期间储能，
在ＶＺ１关断，ＶＺ３开通期间将能量转移。显然，当一个Ｔ内的第ｎ个脉冲结束时，ｉＬ１和ｉＬ３达到最大值ｉＬ１ｍａｘ和ｉＬ３ｍａｘ。
ｉＬ２降到零。在一个Ｔｓ内，
电流波形呈锯齿状，如图２所示。以Ａ相为例，电感电流的方程为：ｉＬ１≈"
Ｅｓｉｎ（
ventωｔ）Ｌ１
#
ｔ（０≤ｔ≤ＤＴｓ）（１）ｉＬ１≈ｉＬ１ｍａｘ＋%
Ｅｓｉｎ（ωｔ）－ＵＧＢＬ１
&
ｔ（ＤＴｓ≤ｔ≤Ｔｓ）（２）
式中Ｅ———ｕｉｎ的幅值
由式（１）和式（２）
可得流过Ｌ１的平均电流为：ｉＬ１ＡＶ≈Ｔｏｎ２
Ｅ２ＴｓＬ１%ｍｓｉｎ（ωｔ）ｍ－ｓｉｎ（ωｔ）
&
（３）
式中ｍ＝ＵＧＢ
Ｅ
由于三相对称，故其它两相同理。因式（３）较复杂，直接由式（３）
计算ＴＨＤ比较困难，故将其近似为：ｉＬ１Ａ，ＡＶＧ≈Ｔｏｎ２Ｅ２２ＬＴｓｍｓｉｎ（ωｔ）－ｓｉｎ３（ωｔ）ｍ２－１
（４）将式（４）
由傅立叶展开，可得输入电流谐波为：ＴＨＤ＝１００４ｍ＋３
％
（５）
图６示出输入电流ＴＨＤ和ＰＦ与电压变换系数
ｍ的关系曲线。当ｍ＝２．５时，ＰＦ达到０．９９５。
５．２
直流母线的过电压抑制
介绍的ＰＰＳＣ方案能较好地抑制了ＵＧＢ。在轻载
下可保证ＵＧＢ低于８００Ｖ。从能量的角度考虑，由式（３）
可得输入功率和输出功率分别为：Ｐｉｎ＝３Ｅ２Ｔｏｎ２４ＬＴｓ和Ｐｏ＝Ｕｏ２
ＲＬ
（６）
当负载变轻时，Ｐｏ减小，通过电压反馈环使得
Ｔｏｎ减小，因此，Ｐｉｎ相应减小，抑制电压升高。实际上，变换器是一个Ｂｕｃｋ变换器，因此：ＵＧＢ＝ｎＵｏＴｏｎＴｓ
（７）
式中ｎ———变压器的变比
由式（６）求出Ｕｏ，代入式（７）
可得：ＵＧＢ＝ｎＴｏｎ２
Ｅ２Ｔｓ
３ＲＬＬＴｓ’
（８）
显然，当负载减轻时，Ｔｏｎ减小，
抑制了ＵＧＢ。６试验结果
对图１电路进行了样机试验。其参数Ｕｏ＝４０Ｖ，Ｉｏ＝２５０Ａ。图７ａ示出ＶＺ３的门极驱动脉冲ｕｇＶＺ３和漏源电压ｕｄｓＶＺ３的实验波形，它实现了零电压开关。
图６ＴＨＤ和ＰＦ与ｍ的关系曲线
图７实验波形
（下转第３４页）
图４仿真结果
２４
!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!
（上接第２４页）
图７ｂ示出ｕＮＭ和ｉＬｐ实验波形。可见，滞后臂开关管是零电流关断模式。图７ｃ示出相电压ｕａ和ＰＦＣ级的ｉＬ１实验波形。可见，电流是断续的，其峰值跟随输入电压的变化。图７ｄ示出图７ｃ的展开波形。图７ｅ示出经滤波后电源的输入电压ｕＳ和ｉＳ的实验波形。可见，其ＰＦ值可达０．９９以上。图７ｆ示出不带ＰＦＣ传统变换器的ｕｉｎ和ｉｉｎ实验波形。
cinch
７结论
采用基于伪相移式的全桥零电压零电流（ＰＰＳ－ＦＢ－ＺＶＺＣＳ）
变换电路拓扑和控制策略，实现了所提ＡＣ／ＤＣ变换器要求的大功率、
单级、高功率因数、软开关、直流母线电压抑制等的功能。适合用于三相三线制输入电源和三相四线制输入电源等领域，其拓扑结构简单，控制容易，对电网既无谐波污染，也无ＥＭＩ电磁干扰。理论分析、计算机仿真及实验结果均证实了它的可行性。参考文献
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ａｎｅｎｅｒｇｙｃｏｎｓｅｒｖａｔｉｏｎｐｏｉｎｔｏｆｖｉｅｗ，ｔｈｅａｖｅｒａｇｅｏｕｔｐｕｔｐｏｗｅｒ
（Ｐｏ）Ｔｓ＝Ｖｏ２
／Ｒｉｓｅｑｕａｌｔｏｔｈｅａｖｅｒａｇｅｉｎｐｕｔｐｏｗｅｒ（Ｐｉ）Ｔｓ＝ＶｉＩｉ．Ｉｆｔｈｅ怎样学好初中数学
ｏｕｔｐｕｔｗｌｔａｆｅＶｏｉｓｆｉｘｅｄ，ｔｈｅａｖｅｒａｇｅｏｕｔｐｕｔｐｏｗｅｒ（Ｐｏ）ＴｓｉｎｃｒｅａｓｅｓａｓｔｈｅｌｏａｄＲｄｅｃｒｅａｓｅｓ．ＴｈｅａｖｅｒａｇｅｉｎｐｕｔＩｉｔｈｅｒｅｂｙｉｎｃｒｅａｓｅｓｆｏｒａｆｉｘｅｄｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅＶｉ．ＨｅｎｃｅｔｈｅｄｕｔｙｒａｔｉｏＤｍｕｓｔｉｎｃｒｅａｓｅ，ａｎｄｔｈｕｓｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｖｏｌｔａｇｅｖｃｔｒｌｉｎｃｒｅａｓｅｓｎｅｃｅｓｓａｒｉｌｙ．Ｏｎｔｈｅｏｔｈｅｒｈａｎｄ，ｉｆＶｏａｎｄＲａｒｅｆｉｘｅｄａｎｄＶｉｄｅｃｒｅａｓｅｓ，ａｎｄｔｈｅｎａｖｅｒａｇｅｉｎｐｕｔｃｕｒｒｅｎｔＩｉｗｉｌｌｉｎｃｒｅａｓｅｔｏｍａｉｎｔａｉｎｔｈｅｃｏｎｓｔａｎｔａｖｅｒａｇｅｐｏｗｅｒ．Ａｓｍｅｎｔｉｏｎｅｄｂｅｆｏｒｅ，ｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｖｏｌｔａｇｅｖｃｔｒｌｔｈｅｒｅｂｙｉｎｃｒｅａｓｅｓ．
７Ｃｏｎｃｌｕｓｉｏｎ
Ｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ，ｔｈｅＳｉｎｇｌｅ－ＳｔａｇｅＰＦＣＤｏｕｂｌｅ－ＣｕｒｒｅｎｔＳｙｎ－ｃｈｒｏｎｏｕｓＲｅｃｔｉｆｉｅｒＬｕｏ－ＣｏｎｖｅｒｔｅｒｈａｓｂｅｅｎｃｏｍｂｉｎｅｄｔｏｃｒｅａｔｅａＳｉｎｇｌｅ－Ｓｔａｇｅｈｉｇｈｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｔｈｅｐｒｏ－ｐｏｓｅｄｃｏｎｖｅｒｔｅｒｅｘｈｉｂｉｔｓｈｉｇｈｐｏｗｅｒｆａｃｔｏｒ，ｌｏｗｖｏｌｔａｇｅｓｔｒｅｓｓａｎｄｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ．Ｔｈｅｏｐｅｒａｔｉｎｇｐｒｉｎｃｉｐｌｅ，ｏｐｅｒａｔｉｎｇｐｏｉｎｔａｎｄｔｈｅｓｍａｌｌ－ｓｉｇｎａｌｍｏｄｅｌｏｆｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｒｅａｌｓｏｓｔｕｄｉｅｄｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ．
Ｂａｓｅｄｏｎｔｈｅｃｌａｓｓｉｃａｌｃｏｎｔｒｏｌｔｈｅｏｒｙ，ａＰＩＤｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｉｓｄｅ－ｓｉｇｎｅｄｔｏａｃｈｉｅｖｅｆａｓｔｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ．ＡｎＡＣ／ＤＣｐｒｏ－ｔｏｔｙｐｅｗｉｔｈｏｕｔｐｕｔｐｏｗｅｒ１０８Ｗｉｓｂｕｉｌｔａｎｄｔｅｓｔｅｄｔｏｖｅｒｉｆｙｉｔｓｏｐｅｒａｔｉｎｇｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｉｔｒｅｖｅａｌｓｆｒｏｍｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓｔｈａｔｔｈｅｄｅｓｉｇｎｉｓｓｕｃｃｅｓｓｆｕｌａｎｄｃａｎｂｅｕｓｅｄｉｎｉｎｄｕｓｔｒｉａｌａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ．
Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ
［１］ＬｕｏＦＬ，ＹｅＨ．ＡｄｖａｎｃｅｄＤＣ／ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｓ］．ＣＲＣＰｒｅｓｓＬＬＣ，ＢｏｃａＲａｔｏｎ，Ｆｌｏｒｉｄａ，ＵＳＡ，２００４．ＩＳＢＮ：０－８４９３－１９５６－０．
［２］
ＷｕＴＦ，
ＣｈｅｎＹＫ．ＡＳｙｓｔｅｍａｔｉｃａｎｄＵｎｉｆｉｅｄＡｐｐｒｏａｃｈｔｏＭｏｄｅｌ－ｉｎｇＰＷＭＤＣ／ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓｂａｓｅｄｏｎｔｈｅＧｒａｆｔｓｃｈｅｍｅ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｉｎｄ．Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．１９９８，
４５（１）：８８～９８．［３］
ＫｈｅｒａｌｕｗａｌａＭＨ，ＳｔｅｉｇｅｒｗａｌｄＲＬ，ＧｕｒｕｍｏｏｒｔｈｙＲＡ．Ｆａｓｔｒｅ－ｓｐｏｎｓｅＨｉｇｈＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈａＳｉｎｇｌｅＰｏｗｅｒＳｔａｇｅ［Ａ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．１９９１：
fullscale
７６９～７７９．［４］
ＬｅｅＹＳ，ＳｉｕＫＷ．Ｓｉｎｇｌｅ－ＳｗｉｔｃｈＦａｓｔ－ｒｅｓｐｏｎｓｅＳｗｉｔｃｈｉｎｇＲｅｇｕｌａ－ｔｏｒｓｗｉｔｈＵｎｉｔｙＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒ［Ａ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＩＥＥＥＡｐｐｌｉｅｄＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．１９９６：７９１～７９６．
［５］ＲｅｄｌＲ，
ＢａｌｏｇｈＬ，ＳｏｋａｌＮＯ．ＡＮｅｗＦａｍｉｌｙｏｆＳｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅＩｓｏ－ｌａｔｅｄＰｏｗｅｒ－ｆａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｏｒｗｉｔｈＦａｓｔＲｅｇｕｌａｔｉｏｎｏｆｔｈｅＯｕｔｐｕｔＶｏｌｔａｇｅ［Ａ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．１９９４：
１１３７～１１４４．［６］ＲｅｄｌＲ，ＢａｌｏｇｈＬ，ＳｏｋａｌＮＯ．ＡＮｅｗＦａｍｉｌｙｏｆＳｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅＩｓｏ－ｌａｔｅｄＰｏｗｅｒ－ｆａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｏｒｓｗｉｔｈＦａｓｔＲｅｇｕＬａｔｉｏｎｏｆｔｈｅＯｕｔｐｕｔＶｏｌｔａｇｅ［Ａ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．１９９４：
１１３７～１１４４．［７］ＺｈａｏＱ，
ＬｅｅＦＣ，ＴｓａｉＦＳ．ＶｏｌｔａｇｅａｎｄＣｕｒｒｅｎｔＳｔｒｅｓｓＲｅｄｕｃｔｉｏｎｉｎＳｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎＡＣ／ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓｗｉｔｈＢｕｌｋＣａｐａｃｉｔｏｒＶｏｌｔａｇｅＦｅｅｄｂａｃｋ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎ．２００２，
１７（４）：４７７～４８４．［８］ＳｈｅｎＭ，ＱｉａｎＺ．ＡＮｏｖｅｌＨｉｇｈ－ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙＳｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅＰＦＣＣｏｎ－ｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＲｅｄｕｃｅｄＶｏｌｔａｇｅＳｔｒｅｓｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｉｎｄ．Ａｐｐｌ．２００２，３８（２）：５０７～５１３．
［９］ＲｅｄｌＲ，ＢａｌｏｇｈＬ．ＤｅｓｉｇｎＣｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｆｏｒＳｉｎｇｌｅ－ｓｔａｇｅＩｓｏｌａｔｅｄＰｏｗｅｒ－ｆａｃｔｏｒ－ｃｏｒｒｅｃｔｅｄＰｏｗｅｒＳｕｐｐｌｉｅｓｗｉｔｈＦａｓｔＲｅｇｕｌａｔｉｏｎｏｆｔｈｅＯｕｔｐｕｔＶｏｌｔａｇｅ［Ａ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．１９９５：
４５４～４５８．［１０］ＲｏｄｒｉｇｕｅｚＥ，ＣａｎａｌｅｓＦ，ＮａｊｅｒａＰ，ｅｔａｌ
．ＡｎｏｖｅｌＩｓｏｌａｔｅｄＨｉｇｈ
ＱｕａｌｉｔｙＲｅｃｔｉｆｉｅｒｗｉｔｈＦａｓｔＤｙｎａｍｉｃＯｕｔｐｕｔＲｅｓｐｏｎｓｅ［Ａ］．Ｐｒｏｃｅｅｄ－
ｉｎｇｓｏｆｔｈｅＩＥＥＥＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．１９９７：
５５０～５５５．［１１］ＱｉｕＭ，ＭｏｓｃｈｏｐｏｕｌｏｓＧ，ＰｉｎｈｅｉｒｏＨ，ｅｔａｌ．ＡｎａｌｙｓｉｓａｎｄＤｅｓｉｇｎｏｆ
ａＳｉｎｇｌｅＳｔａｇｅＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｅｄｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ａ］．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＩＥＥＥＡｐｐｌｉｅｄＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．１９９９：１１９～１２５．
３４
