1〕反激式变压器设计介绍
反激式电源变换器设计的关键因素之一是变压器的设计。在此我们所说的变压器不是真正意义上的变压器，而更多的是一个能量存储装置。在变压器初级导通期间能量存储在磁芯的气隙中，关断期间存储的能量被传送给输出。初次级的电流不是同时流动的。因此它更多的被认为是一个带有次级绕组的电感。
反激电路的主要优势是成本，简单和容易得到多路输出。反激式拓扑对于100W以内的系统是实用和廉价的。大于100W的系统由于着重降低装置的电压和电流，其它诸如正激变换器方式就变得更有成效。
反激式变压器设计是一个反复的过程，因为与它的变量个数有关，但是它不是很困难，稍有经验就可快速和容易的处理。在变压器设计之前的重点是定义电源参数，诸如输入电压，输出功率，最小工作频率，最大占空比等。根据这些我们就可以计算出变压器参数，选择合适的磁芯。如果计算参数没有落在设计范围内，重复计算是必要的。利用网站上的EXCEL电子表格可以容易的处理这些步骤。
属于ISMPS IC的IR40xx系列最初设计应用于准谐振方式，这意味变压器工作于不连续模式（磁场不连续，当变压器中的能量传递到次边后磁场反回到零）。在PRC模式中的变压器通常也工作于不连续状态，若工作于连续状态时工作频率设置的很低（约20KHZ时一般不实用，因为需要较大尺寸的磁芯）。因此本应用手册仅包含不连续设计的实例。
2〕电源设计所需的标准
在开始变压器设计之前，根据电源的规范必须定义一些参数如下：
1linear〕最小工作频率－ｆmin
2〕预计电源效率－η≈0.85~0.9(高压输出)，0.75~0.85（低压输出）
3〕最小直流总线电压－Vmin如110V时最小输入电压then什么意思85Vac，可有10V抖动）
4〕最大占空比－Dm（建议最大值为0.5）
5）串联谐振电容值－Cres〔建议取值范围为100pf~1.5nf，见图1〕
3〕变压器设计步骤
首先计算总输出功率，它包括所有次级输出功率，辅助输出功率和输出二极管的压降。通常主要输出电流若大于1A使用肖特基二极管，小于1A使用快恢复二极管，当小电流输出时辅助绕组可用1N4148整流（建议辅助电压为18V，电流为30mA）
输出功率（Po）计算的是总的输出功率。
根据Po变压器的初级电感可由下式计算出。
图1 IR40xx系列反激电路典型应用
下一步是计算初级，次级和辅助绕组的变比。下式给出初级(Np)和次级(Ns)变比的计算公式：
此处Vo是次级输出电压，VD是次级输出整流管的正向压降。一个好的方法是先计算次级每
伏的匝数，依此可计算出初级的匝数。辅助绕组的匝数NB可依下式算出。
对于多路输出电源需要反复计算找出最佳变比，需要对输出电压采取一些折中以确保匝数为整数，没有半匝。古奇英文
现在就可计算出带气隙磁芯的有效电感。这需要从磁芯生产商处获得所需有气隙磁芯的Alg值
或者使用标准磁芯通过研磨中间段得到所需的Alg值它也可以用下式由初级电感Lp(μH)和
初级匝数Np计算出。
音乐英文怎么写 初级平均电流Iav可由假定效率η，所需总输出功率Po及最小直流总线电压Vmin算出。
所需初级峰值电流Ip可由下式算出
图2给出不连续模式初级电流波形。可以看出在t1导通期间有一斜坡电流，其上升斜率受直流总线电压和初级电感Lp控制，最终达到刚才所计算的峰值电流值Ip。在t2关断期间初级无电流流过。在I=Ip处出现峰值磁通。由于IR40xx是自准谐振电路，t1 与t2的转换依赖于输出负载和输入电压。计算时我们可采用变压器最坏情况下的最低频率，最低直流总线电压和最大负载。
图2 不连续反激电路初级电流波形
根据初级RMS电流I rms能够算出所需导线线径，见下式:
下一步是计算所需磁芯尺寸和气隙。首先选择磁芯尺寸，可以应用第五部分给出的磁芯类型和尺寸选择适当的功率等级。根据下式由有效截面积Ae(cm2)计算出最大磁通密度Bm，作为磁芯选择依据（Bm应在2000~3000高斯之间，低于2000磁芯未被充分利用，高于3000依据所用铁氧体材料可能发生饱和）。
一个可选方法是由Bm（如2500）计算所需磁芯的最小Ae.见下式
通过改变次级匝数(Ns)可使Bm在所需范围内，也可直接改变初级匝数(Np)。对于专门磁芯增加次级匝数将降低Bm，反过来减少次级匝数将增大Bm。
交流磁密BAC的应用可依据厂商提供的磁芯损耗曲线。它给出磁通的交流成分而不是峰峰值。这对不连续变压器设计可很方便由下式算出
下一步是计算所需气隙。这意味着先要计算无隙磁芯的相对导磁率μr，它可由磁芯参数Ae（有效截面积cm2），Le（有效磁路长度cm2），AL（电感系数nH/匝2）计算出
clothesline现在可以计算气隙的厚度了。气隙仅在磁芯的中间部分研磨，这样有助于防止磁芯边沿磁通泄漏对周围元件产生EMI噪声（然而对于发展中或小的产品用绝缘材料垫在磁芯外部获得所需气隙是可以接收的。但必须切记外部气隙是计算值的一半）。Ig最小是0.051mm，这是Alg的约束和研磨容许误差。Ig计算公式如下：
随着参数的计算和确定我们现在需要计算合适的导线规格。首先需要根据实际骨架宽度(BW)计算可用骨架宽度（BWA）, 初级绕组（L）层数，余留宽度（M）。初级可绕1，2层或3层但要尽量减少层数以降低初级绕组电容（也可用胶带绝缘初级能有效的降低绕组电容）和漏电感。余留尺寸取决于由系统输入电压和安全处理决定的所需绝缘程度（详见第4部分变压器结构）。另一可行办法是次级
绕组绝缘增大3倍就无需余留空间，这一方法通常应用于主要考虑变压器尺寸的场所，此发能减小变压器尺寸，但通常引起成本增加
现在根据可利用的绕组宽度计算出初级导线规格，由初级匝数计算出包括绝缘层在内的导线外（joeyOD，mm）。计算的目的是为了让初级绕组覆盖整个骨架宽度以产生最强的耦合
现在由第5部分的导线规格表（它是个好的开始）或者厂商提供的合适的导线规格表可以选择与所计算OD值相匹配的导线规格。依此能得到导线的圆密尔值（CM），进一步可以计算初级绕组电流容量（它是反推电流密度的基础）它被定义为“圆密尔每安培”或CMA
计算的CMAp值应在200~500之间，低于200的电流密度太高，它会导致发热和功率损耗，高于500导线未被利用到额定电流容量值。如果计算的CMAp低于200需重复计算，可以增加绕组层数或选择大一规格的磁芯。如果CMAp高于500就减少绕组层数或小一规格的磁芯进行重复计算。作为一个规范初级导线规格应在26AWG之内。这是因为在高频时电流只在
导线表面流动，大规格导线的中心没有被利用，电流集中在导线表面，这样就减小了导线有效栽流截面。可以用多股导线克服这以问题，例如多股标准26AWG导线可给出相同的有效CMA。
现在我们需要计算辅助绕组导线规格和次级绕组导线规格（或多路输出电源的绕组）。利用下式能够计算出适当绕组的次级峰值电流
此处Pox是所计算的次级绕组的输出功率，Po是先前计算的总输出功率。这确保所计算的次级峰值电流和特定输出功率相匹配，这一点对多路输出电源很重要，能保证次级导线规格不超标，这假定次级是单独绕组。一个可选的办法是叠加
次级绕组，通过合并输出返回连接端能够减少骨架所需引脚数。这两种次级绕组安排见下图3。
图3 次级绕组的两种不同安排
在图3所示例子中次级S1传导S1，S2，S3的和电流，次级S2传导S2，S3的和电流，因此导线的规格必须于之相适应。Ispx计算公式变为下式：
此处ΣPox是各绕组功率之和，例如在图3 b) 中S1＋S2＋S3为S3绕组，S1＋S2为S2绕组。
S3仍旧传导它自己的电流，计算是简单的。现在次级RMS电流(Isrms) 可以下式计算：
图4给出IR40xx漏极电压，初级电流，变压器次级电压和次级电流。据此可以看出初、次级之间的关系，初、次级电流是如何不在同一时间流动的。
现在根据所计算的次级RMS电流（Isxrms）得出所需次级导线的规格。公式如下：
注意此处计算的初级所用CMA（电流容量）要确保与初级和次级的电流容量相匹配。由所计算的CM值从导线规格表中选择合适的导线。若可能的话总是在相邻低点的AWG号（它是相邻较大导线规格）附近取值。次级导线规格大于26AWG时建议不使用单根导线，其原因在前面关于初级导线规格时已提及到，所以绕组就需要用小规格的导线或者绞合线（它通常是多股导线编织而成这种导线一般是定做，价格昂贵，但它使用效果好）并联使用。当使用并联导线时应确信全部CM值在前面计算值的10%之内。同法可计算出辅助绕组所需的导线规格。
图spermatorrhea4一个12V/2A的电源在90Vac输入带1.5A负载时
providesIR40xx的漏极电压（CH1－00/div）、初级电流
（CH3）、次级电压（CH2－20V/div）和次级电流(CH4)
为了初、次级间有最强的耦合，次级绕组应充满整个骨架宽度。由于次级绕组通常只有很少的匝数，所以能通过绕组并联达到此目的。
变压器制造商在制作变压器时需要以下参数：
－磁芯和骨架序列号（及所需气隙AL值〔ALG〕）
－每一绕组的导线规格和绝缘类型
－安全和漏电要求
－初级电感
－每一绕组（Np、Nb、Ns）匝数
－骨架引脚连接关系
－绕组结构和放置
－工作温度等级（例如，等级A=105°C）
4)变压器结构
对于反激变压器的结构有两种主要的设计方法，它们是： cuban missile crisis
1〕边沿空隙法（Margin Wound）－方法是在骨架边沿留有空余以提供所
需的漏电和安全要求。
2〕3层绝缘法（Triple Insulated）－次级绕组的导线被做成3层绝缘
以便任意两层结合都满足电气强度要求。
安全要求、漏电和电气强度要求以适当的标准列出，例如对于ITE，在美国包含于UL1950中，在欧洲包含于EN60950（IEC950）。5－6mm的漏电距离通常就足够了，因此在边沿的应用中初、次级间通常留有2.5－3mm的空间。图5给出边沿空隙法结构和3层绝缘法结构。边沿空隙法结构是最常用的类型。边沿空隙法结构由于材料成本低具有很高的性价比。3倍绝缘法结构变压器体积可以做的很小，因为绕组可以利用骨架的全部宽度，
eio边沿不需要留空隙，但是材料成本和绕组成本比较高。
图5 a)给出边沿空隙法结构，此例中边沿空间由被切割成所想要边沿宽度的带子实现，这种带子通常需要1/2爬电距离（如6mm爬电距离时为3mm）。边沿带子绕的层数与绕组高度相匹配。磁芯的选择应是可利用的绕组宽度至少是所需爬电距离的2倍以维持良好的耦合和使漏感减到最小。初级绕组是骨架中的第一个绕组，绕组的起始端（和初级紧密相连）是和IR40xx的漏极引脚相连的末端。这就使通过其它绕组使最大电压摆动点得到保护。进而使能耦合到印制板上其它元件的EMI最小。如果初级绕组多于一层，在两绕组层之间应放置一个基本的绝缘层（切割成充满两边余留之间宽度），可以减小两层之间可能出现的击穿现象，也能减小两层之间的电容。另一绝缘层放在初级绕组的上面，辅助绕组在此绝缘层之上。在辅助绕组上放置3层胶带（切割成充满整个骨架宽度）以满足初、次级之间的绝缘要求。在此层之上放置另一边沿空隙，次级绕在它们之间，所以在初、次级之间就有6mm的有效爬电距离和完全电压绝缘。最后在次级绕组上缠3层胶带（整个骨架宽度）以紧固次级绕组和保证绝缘。
