一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构的制作方法
1.本发明涉及电力电子技术领域，尤其是一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构。
背景技术：
2.宽输入电压范围的逆变器面临痛点问题，举例如下，移动车辆取力发电系统一般通过联轴器或皮带轮来获取机械动力，由于车辆行驶中转速变化范围大，使得轴带发电机的电压变化范围大，从而导致逆变器的输入电压变化范围宽。这类逆变器有如下特点：
3.1)输入电压范围拓宽，按现有标准，直流输入范围：327v～750v。
4.2)静态特性、动态特性要求高，比如100％p0～0切换，电压过冲(跌落) 幅值≤5％v0(v0为输出电压)。
5.3)功率密度高，体积重量小。
6.4)功率系列品种多，比如：1kw、2kw、3kw、6kw、12kw等。
7.这些特殊要求为该类逆变器的研制带来一些困难，主要在于：
8.1)过宽的输入电压范围使得逆变器调制比变化范围宽(m＝0.43～0.86)，给输出滤波电感的设计带来困难；
9.2)过大的滤波电感，增加了整机的体积重量；
10.3)过大的滤波电感，系统的动态特性变差；
11.4)系列产品品种过多，增加了研制成本。
12.现有技术及存在问题在于：现有技术是采取常规的单相逆变器方案，固定的 lf、cf设计，控制模式有：单极性、双极性、单极倍频等；控制方案有：电压、电流、电压单环、滞环跟踪等。对于输入电压不宽的逆变器，上述方案是可行的。但对于宽输入电压范围、动态特性要求高、体积重量小的逆变器不太适用，其中最核心的是输出滤波电感的适用性不好，对于逆变器而言，其静态、动态自然特性取决于电参数，电感量越大，静态特性越好，电感量越小，动态特性越好，所以线性不变的输出滤波电感难以满足要求。
13.现有技术下，出现机型多、功率品种多的逆变器系列产品，如果针对每一款产品设计一套参数，研制成本高，不利于逆变器组合集成。
技术实现要素：
14.本发明提出一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，提出交错叠加逆变器技术方案，通过交错控制，实现功率叠加；在基本机型(逆变器拓扑结构为单模组耦合结构时)基础上，通过模块叠加、交错控制，实现功率的扩展，降低了研制成本。
15.本发明采用以下技术方案。
16.一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，所述逆变器拓扑结构包括交错高频功率开关管、功率耦合元件、互补低频功率开关管及滤波元件；所述功率耦合元件包括具备非线性特征的耦合电感；
17.所述交错高频功率开关管、互补低频功率开关管与集成的功率耦合元件组成单模组耦合或多模组耦合的逆变器拓扑结构，单模组耦合逆变器拓扑结构中的各开关管处于交错工作工况，多模组耦合逆变器拓扑结构的各逆变桥工作于移相叠加工况，通过耦合电感的非线性特性来增大静态电感并减少动态电感，来优化逆变器静、动态自然特性，通过移相叠加来实现逆变器的模块化功率叠加。
18.当逆变器拓扑结构为单模组耦合结构时，交错高频功率开关管为单模组内的交错高频功率开关管，功率耦合元件为单模组内的功率耦合元件；交错高频功率开关管t
11
～t
14
与互补低频功率开关管t5～t6组成逆变桥，开关管t
11
～t
14
为电流双向流动的相差180度交错高频开关，开关管t5、t6为调制波频率的低频开关， t
11
、t
13
、t5的漏极与输入电压v
dc
的正极相连，t
12
、t
14
、t6的源极与输入电压 v
dc
的负极相连，t
11
的源极与t
12
的漏极相连接形成桥臂中点a；t
13
的源极与t
14
的漏极相连接形成桥臂中点b；t5的源极与t6的漏极相连接形成桥臂中点c；a点与电感l
11
的一端相连，b点与电感l
12
的一端相连，l
11
与l
12
的另一端并接形成结点d，l
11
、l
12
反向耦合；结点d与输出滤波电容c0的一端连接形成逆变器输出端“+”，c0的另一端与c点相连形成另一输出端
“‑”
，输出负载r
l
与输出端的正、负极相并接；
19.在单模组耦合的逆变器拓扑结构中，所述交错高频功率开关管t
11
、t
12
与 t
13
、t
14
在时序上互差180
°
，即相差180度交错工作。
20.当逆变器拓扑结构为多模组耦合结构时，交错高频功率开关管为多模组内的交错高频功率开关管，功率耦合元件为多模组内的功率耦合元件；交错高频功率开关管t
11
～t
14
、t
i1
～t
i4
(i＝2、3、
…
、n)与所述互补低频功率开关管t5～t6组成多组逆变桥，多模组交错高频功率开关管t
i1
、t
i2
与t
i3
、t
i4
互差180
°
，即交错工作，使相邻模组的逆变桥与逆变桥之间的移相角n为高频开关模组总数，即移相叠加。
21.通过移相叠加来实现逆变器的模块化功率叠加，其方法具体为：扩大功率时，增加高频开关模组t
i1
～t
i4
(i＝2、3、
…
、n)；增加相邻模组间的的移相，即逆变桥与逆变桥之间的移相角n为高频开关模组总数，即通过移相使逆变器模块叠加，以交错控制来实现功率的扩展。
22.单个模组的耦合电感采取反向耦合方式，其耦合系数k＝0.1～0.9。
23.所述耦合电感的耦合方式包括松耦合、松-紧耦合及分布式耦合的结构方式。
24.所述交错高频功率开关管与所述互补低频功率开关管均为sicmos管。
25.所述滤波元件为输出滤波电感，其设计公式为
[0026][0027]
式中：lf——滤波电感(h)；v0——输出电压(v)；fs——开关频率(hz)； d
kmin
——最高电压下的最小占空比；δi——电感电流纹波，δi＝0.4i0；
[0028]
逆变器的磁芯面积计算公式为
[0029][0030]
式中：a
p
——磁芯的面积(cm2)；i
pk
——电流峰值(a)；b——磁感应强度 (t)；j——导线载流密度(a/cm2)；kn——窗口利用率，取值范围为0.3～0.5；式中lf越大，逆变器磁芯面积越大，即逆变器越重。
[0031]
所述逆变器拓扑结构通过减小输出滤波电感来使逆变器轻量化，即在交错叠加的基础上，采用集成耦合电感的拓扑结构，利用耦合电感的非线性特性，增大静态电感，减少动态电感，增强逆变器静、动态自然特性；所述耦合电感为两路，其静态电感的计算公式为
[0032][0033][0034]
一个开关周期内，静态电感之和为：
[0035][0036]
动态电感为：
[0037]
l
动
＝(1-k)l公式六；
[0038]
公式三、四、五、六中，
[0039]dk
——第k个脉冲的占空比；d
′k——1-dk；l——自感量，li(i＝1、2)——两个电感的自感量；k——耦合系数(l1＝l2＝l)；m感量；
[0040]
由公式三、四、五可知，耦合后静态电感大于分离式电感，且电感量与占空比有关，当d＝0.5时，静态电感最小，计算公式为
[0041]
l
静min
＝2(1+k)l(k＞0)公式七。
[0042]
所述逆变器为宽输入电压范围的单相逆变器；
[0043]
其调制波u(t)＝umsinω0t正半周中；t6常通，t5关断；以两个锯齿波周期为一个开关周期ts(fs)，载波锯齿波的周期正半周期间，t
12
、t
14
关断，t
11
、t
13
以t
l
为开关周期交错工作；
[0044]
t0～t1期间，t
11
、t6导通，t
12
、t
13
、t
14
、t5关断，v
dc
通过t
11
、l
11
、c0、t6形成回路，v
dc
向负载供能；同时，t
14
的结二极管vd4、l
12
、c0、t6形成i2(+)电流的续流回路。
[0045]
t1～t2期间，t
11
、t
12
、t
13
、t
14
、t5关断，t6导通，i2(+)续流回路同t0～t1过程；t
12
的结二极管vd2、l
11
、c0、t6形成i1(+)电流的续流回路。
[0046]
t2～t3期间，t
13
、t6导通，t
11
、t
12
、t
14
、t5关断，v
dc
通过t
13
、l
12
、c0、t6形成回路，v
dc
向负载供能；i2(+)续流回路同t1～t2过程。t3～t4工作过程与t1～t2工作过程相同；
[0047]
t0～t1和t2～t3工作期间，耦合电感l
11
、l
12
为静态电感，根据公式三、四、五可知，其静态电感l
静
大于分离式电感(l
11
+l
12
)；
[0048]
t1～t2和t3～t4工作期间，耦合电感l
11
、l
12
为动态电感，根据公式六可知，其动态电感l
动
小于分离式电感l
11
、l
12
。
[0049]
综上所述，本发明所带来的优点在于：通过交错并联，扩大功率容量，减少同质不同功率产品的重复研制，降低研制周期、研制成本；通过集成耦合，减少逆变器磁性元件的数量、体积、重量。
[0050]
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
[0051]
1)针对宽输入电压范围这一类逆变器，提出一种带非线性耦合电感的逆变器拓扑结构，满足宽的调节范围内的输出电压的静、动态要求。
[0052]
2)针对该类产品，功率型号多，通用性不强，研制周期长的问题，提出“移相交错叠加”的技术方案，能实现逆变器的模块化功率叠加。
[0053]
为了实现上述目的，本发明中所提的逆变器基本拓扑结构包括两部分： t
11
～t
14
为交错高频开关，t5、t6为互补低频开关(调制波频率)，t
11
、t
12
与 t
13
、t
14
在时序上互差180
°
，即交错工作；其互接关系见图1。图2是多模组耦合集成的逆变器拓扑结构，实现功率叠加，其中t
i1
、t
i2
与t
i3
、t
i4
(i＝2、3、
…
、 n)互差180
°
，即交错工作；相邻模组(桥与桥之间)的移相角(n为高频开关模组总数)，即移相叠加。
[0054]
利用耦合电感静态值随占空比(d)或者输入电压变化这一非线性特点，满足宽输入电压范围的电源输出静、动态特性要求。
[0055]
本发明还提出耦合电感结构方式，包括分布式、松耦合方式、松-紧耦合方式等。
附图说明
[0056]
下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：
[0057]
附图1是是单模组耦合的逆变器拓扑结构示意图；
[0058]
附图2是多模组耦合集成的逆变器拓扑结构示意图；
[0059]
附图3是电感耦合结构方式示意图；
[0060]
附图4是单模组耦合逆变器拓扑结构的控制波形示意图；
[0061]
附图5是仿真用逆变器拓扑结构示意图；
[0062]
附图6是逆变器电感电流理论波形示意图；
[0063]
附图7是电感电流和桥臂电压仿真波形图示意图；
[0064]
附图8是桥臂电压滤波后仿真波形图示意图；
[0065]
附图9是逆变器输出电压、电流示意图；
[0066]
图1中：1-t
11
sicmos管；2-t
12
sicmos管；3-t
13
sicmos管； 4-t
14
sicmos管；5-l
12
电感；6-l
11
电感；7-t6sicmos管；8-t5sicmos 管；9-r
l
负载；10-c0滤波电容；
[0067]
图2中：12-t
i1
sicmos管；13-t
i2
sicmos管；14-t
i3
sicmos管； 15-t
i4
sicmos管；16-l
i1
电感；17-l
i2
电感。
具体实施方式
[0068]
如图所示，一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，所述逆变器拓扑结构包括交错高频功率开关管、功率耦合元件、互补低频功率开关管及滤波元件；所述功率耦合元件包括具备非线性特征的耦合电感；
[0069]
所述交错高频功率开关管、互补低频功率开关管与集成的功率耦合元件组成单模组耦合或多模组耦合的逆变器拓扑结构，单模组耦合逆变器拓扑结构中的各开关管处于交错工作工况，多模组耦合逆变器拓扑结构的各逆变桥工作于移相叠加工况，通过耦合电感的非线性特性来增大静态电感并减少动态电感，来优化逆变器静、动态自然特性，通过移相叠加来实现逆变器的模块化功率叠加。
[0070]
当逆变器拓扑结构为单模组耦合结构时，交错高频功率开关管为单模组内的交错高频功率开关管，功率耦合元件为单模组内的功率耦合元件；如图1所示，交错高频功率开关管t
11
～t
14
与互补低频功率开关管t5～t6组成逆变桥，开关管 t
11
～t
14
为电流双向流动的相差180度交错高频开关，开关管t5、t6为调制波频率的低频开关，t
11
、t
13
、t5的漏极与输入电压v
dc
的正极相连，t
12
、t
14
、t6的源极与输入电压v
dc
的负极相连，t
11
的源极与t
12
的漏极相连接形成桥臂中点a； t
13
的源极与t
14
的漏极相连接形成桥臂中点b；t5的源极与t6的漏极相连接形成桥臂中点c；a点与电感l
11
的一端相连，b点与电感l
12
的一端相连，l
11
与l
12
的另一端并接形成结点d，l
11
、l
12
反向耦合；结点d与输出滤波电容c0的一端连接形成逆变器输出端“+”，c0的另一端与c点相连形成另一输出端
“‑”
，输出负载r
l
与输出端的正、负极相并接；
[0071]
在单模组耦合的逆变器拓扑结构中，所述交错高频功率开关管t
11
、t
12
与 t
13
、t
14
在时序上互差180
°
，即相差180度交错工作。
[0072]
当逆变器拓扑结构为多模组耦合结构时，交错高频功率开关管为多模组内的交错高频功率开关管，功率耦合元件为多模组内的功率耦合元件；交错高频功率开关管t
11
～t
14
、t
i1
～t
i4
(i＝2、3、
…
、n)与所述互补低频功率开关管t5～t6组成多组逆变桥，多模组交错高频功率开关管t
i1
、t
i2
与t
i3
、t
i4
互差180
°
，即交错工作，使相邻模组的逆变桥与逆变桥之间的移相角n为高频开关模组总数，即移相叠加。
[0073]
通过移相叠加来实现逆变器的模块化功率叠加，其方法具体为：扩大功率时，增加高频开关模组t
i1
～t
i4
(i＝2、3、
…
、n)；增加相邻模组间的的移相，即逆变桥与逆变桥之间的移相角n为高频开关模组总数，即通过移相使逆变器模块叠加，以交错控制来实现功率的扩展，具体电路连接见图2。
[0074]
单个模组的耦合电感采取反向耦合方式，其耦合系数k＝0.1～0.9。
[0075]
如图3所示，所述耦合电感的耦合方式包括松耦合、松-紧耦合及分布式耦合的结构方式。
[0076]
所述交错高频功率开关管与所述互补低频功率开关管均为sicmos管。
[0077]
所述滤波元件为输出滤波电感，其设计公式为
[0078][0079]
式中：lf——滤波电感(h)；v0——输出电压(v)；fs——开关频率(hz)； d
kmin
——最高电压下的最小占空比；δi——电感电流纹波，δi＝0.4i0；
[0080]
逆变器的磁芯面积计算公式为
[0081][0082]
式中：a
p
——磁芯的面积(cm2)；i
pk
——电流峰值(a)；b——磁感应强度 (t)；j——导线载流密度(a/cm2)；kn——窗口利用率，取值范围为0.3～0.5；式中lf越大，逆变器磁芯面积越大，即逆变器越重。
[0083]
所述逆变器拓扑结构通过减小输出滤波电感来使逆变器轻量化，即在交错叠加的基础上，采用集成耦合电感的拓扑结构，利用耦合电感的非线性特性，增大静态电感，减少动态电感，增强逆变器静、动态自然特性；所述耦合电感为两路，其静态电感的计算公式为
[0084][0085][0086]
一个开关周期内，静态电感之和为：
[0087][0088]
动态电感为：
[0089]
l
动
＝(1-k)l公式六；
[0090]
公式三、四、五、六中，
[0091]dk
——第k个脉冲的占空比；d
′k——1-dk；l——自感量，li(i＝1、2)——两个电感的自感量；k——耦合系数(l1＝l2＝l)；m——互感量；
[0092]
由公式三、四、五可知，耦合后静态电感大于分离式电感，且电感量与占空比有关，当d＝0.5时，静态电感最小，计算公式为
[0093]
l
静min
＝2(1+k)l(k＞0)公式七。
[0094]
所述逆变器为宽输入电压范围的单相逆变器；
[0095]
如图4所示，其调制波u(t)＝umsinω0t正半周中；t6常通，t5关断；以两个锯齿波周期为一个开关周期ts(fs)，载波锯齿波的周期正半周期间，t
12
、t
14
关断，t
11
、t
13
以t
l
为开关周期交错工作；
[0096]
t0～t1期间，t
11
、t6导通，t
12
、t
13
、t
14
、t5关断，v
dc
通过t
11
、l
11
、c0、t6形成回路，v
dc
向负载供能；同时，t
14
的结二极管vd4、l
12
、c0、t6形成i2(+)电流的续流回路。
[0097]
t1～t2期间，t
11
、t
12
、t
13
、t
14
、t5关断，t6导通，i2(+)续流回路同t0～t1过程；t
12
的结二极管vd2、l
11
、c0、t6形成i1(+)电流的续流回路。
[0098]
t2～t3期间，t
13
、t6导通，t
11
、t
12
、t
14
、t5关断，v
dc
通过t
13
、l
12
、c0、t6形成回路，v
dc
向负载供能；i2(+)续流回路同t1～t2过程。
[0099]
t3～t4工作过程与t1～t2工作过程相同；
[0100]
t0～t1和t2～t3工作期间，耦合电感l
11
、l
12
为静态电感，根据公式三、四、五可知，其静态电感l
静
大于分离式电感(l
11
+l
12
)；
[0101]
t1～t2和t3～t4工作期间，耦合电感l
11
、l
12
为动态电感，根据公式六可知，其动态电感l
动
小于分离式电感l
11
、l
12
。
[0102]
实施例：
[0103]
本例中，为了验证本发明，对电路进行了仿真，仿真用单模组耦合的逆变器拓扑结构如图5所示，逆变器采用单极性调制，t5、t6是低频管，按工频通断。t
11
、t
12
、t
13
、t
14
是高频管，在输出电压正半周期内，t
11
、t
13
交替高频通断。在输出电压负半周期内，t
12
、t
14
交替高频通断。为了使高频开关，实现软开关，使流经l
11
、l
12
的电流i1、i2为断续/临界状态。
[0104]
仿真模型的电路参数如表1所示。
[0105]
表1电路元件参数
[0106][0107][0108]
图6是逆变器电感电流理论波形，以输出电压正半周为例，分析电路的工作状态。
[0109]
图7是电感电流和桥臂电压仿真波形图，在matlab/simulink中搭建仿真模型，将输出电压的参考值设为有效值为220v，频率为50hz。电感电流和电压的变化规律可以验证上述分析的结果。
[0110]
图8是桥臂电压滤波后仿真波形图，在simulink仿真中，将桥臂输出电压 uan1、uan2的波形，经过截止频率为10khz的低通滤波器，输出波形如图8所示。
[0111]
图9是逆变器输出电压、电流的波形，通过仿真验证，所求的调制波满足要求。
[0112]
式是不耦合时的独立电感l
独
参数计算公式，按本发明，其静态电感为：
[0113][0114]
由仿真可以看出：
[0115]
1)定能实现功率开关器件的软开关，降低功率开关的损耗。
[0116]
2)降低了滤波参数，该滤波器的截止频率：
[0117][0118]
提高了整机的功率密度(常规设计的滤波器截止频率fc≈1000～2000hz)。
技术特征：
1.一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，其特征在于：所述逆变器拓扑结构包括交错高频功率开关管、功率耦合元件、互补低频功率开关管及滤波元件；所述功率耦合元件包括具备非线性特征的耦合电感；所述交错高频功率开关管、互补低频功率开关管与集成的功率耦合元件组成单模组耦合或多模组耦合的逆变器拓扑结构，单模组耦合逆变器拓扑结构中的各开关管处于交错工作工况，多模组耦合逆变器拓扑结构的各逆变桥工作于移相叠加工况，通过耦合电感的非线性特性来增大静态电感并减少动态电感，来优化逆变器静、动态自然特性，通过移相叠加来实现逆变器的模块化功率叠加。2.根据权利要求1所述的一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，其特征在于：当逆变器拓扑结构为单模组耦合结构时，交错高频功率开关管为单模组内的交错高频功率开关管，功率耦合元件为单模组内的功率耦合元件；交错高频功率开关管t
11
～t
14
与互补低频功率开关管t5～t5组成逆变桥，开关管t
11
～t
14
为电流双向流动的相差180度交错高频开关，开关管t5、t6为调制波频率的低频开关，t
11
、t
13
、t5的漏极与输入电压v
dc
的正极相连，t
12
、t
14
、t5的源极与输入电压v
dc
的负极相连，t
11
的源极与t
12
的漏极相连接形成桥臂中点a；t
13
的源极与t
14
的漏极相连接形成桥臂中点b；t5的源极与t6的漏极相连接形成桥臂中点c；a点与电感l
11
的一端相连，b点与电感l
12
的一端相连，l
11
与l
12
的另一端并接形成结点d，l
11
、l
12
反向耦合；结点d与输出滤波电容c0的一端连接形成逆变器输出端“+”，c0的另一端与c点相连形成另一输出端
“‑”
，输出负载r
l
与输出端的正、负极相并接；在单模组耦合的逆变器拓扑结构中，所述交错高频功率开关管t
11
、t
12
与t
13
、t
14
在时序上互差180
°
，即相差180度交错工作。3.根据权利要求2所述的一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，其特征在于：当逆变器拓扑结构为多模组耦合结构时，交错高频功率开关管为多模组内的交错高频功率开关管，功率耦合元件为多模组内的功率耦合元件；交错高频功率开关管t
11
～t
14
、t
i1
～t
i4
(i＝2、3、
…
、n)与所述互补低频功率开关管t5～t6组成多组逆变桥，多模组交错高频功率开关管t
i1
、t
i2
与t
i3
、t
i4
互差180
°
，即交错工作，使相邻模组的逆变桥与逆变桥之间的移相角n为高频开关模组总数，即移相叠加。4.根据权利要求3所述的一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，其特征在于：通过移相叠加来实现逆变器的模块化功率叠加，其方法具体为：扩大功率时，增加高频开关模组t
i1
～t
i4
(i＝2、3、
…
、n)；增加相邻模组间的的移相，即逆变桥与逆变桥之间的移相角n为高频开关模组总数，即通过移相使逆变器模块叠加，以交错控制来实现功率的扩展。5.根据权利要求3所述的一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，其特征在于：单个模组的耦合电感采取反向耦合方式，其耦合系数k＝0.1～0.9。6.根据权利要求1所述的一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，其特征在于：所述耦合电感的耦合方式包括松耦合、松-紧耦合及分布式耦合的结构方式。7.根据权利要求1所述的一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，其特征在于：所述交错高频功率开关管与所述互补低频功率开关管均为sicmos管。8.根据权利要求2所述的一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，其特征在
于：所述滤波元件为输出滤波电感，其设计公式为式中：l
f
——滤波电感(h)；v0——输出电压(v)；f
s
——开关频率(hz)；d
kmin
——最高电压下的最小占空比；δi——电感电流纹波，δi＝0.4i0；逆变器的磁芯面积计算公式为式中：a
p
——磁芯的面积(cm2)；i
pk
——电流峰值(a)；b——磁感应强度(t)；j——导线载流密度(a/cm2)；k
n
——窗口利用率，取值范围为0.3～0.5；式中l
f
越大，逆变器磁芯面积越大，即逆变器越重。9.根据权利要求8所述的一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，其特征在于：所述逆变器拓扑结构通过减小输出滤波电感来使逆变器轻量化，即在交错叠加的基础上，采用集成耦合电感的拓扑结构，利用耦合电感的非线性特性，增大静态电感，减少动态电感，增强逆变器静、动态自然特性；所述耦合电感为两路，其静态电感的计算公式为其静态电感的计算公式为一个开关周期内，静态电感之和为：动态电感为：l
动
＝(1-k)l公式六；公式三、四、五、六中，d
k
——第k个脉冲的占空比；d
′
k
——1-d
k
；l——自感量，l
i
(i＝1、2)——两个电感的自感量；k——耦合系数(l1＝l2＝l)；m感量；由公式三、四、五可知，耦合后静态电感大于分离式电感，且电感量与占空比有关，当d＝0.5时，静态电感最小，计算公式为l
静min
＝2(1+k)l(k＞0)公式七。10.根据权利要求9所述的一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，其特征在于：所述逆变器为宽输入电压范围的单相逆变器；其调制波u(t)＝u
m
sinω0t正半周中；t6常通，t5关断；以两个锯齿波周期为一个开关周
期t
s
(f
s
)，载波锯齿波的周期(f
l
＝2f
s
)。正半周期间，t
12
、t
14
关断，t
11
、t
13
以t
l
为开关周期交错工作；t0～t1期间，t
11
、t6导通，t
12
、t
13
、t
14
、t5关断，v
dc
通过t
11
、l
11
、c0、t6形成回路，v
dc
向负载供能；同时，t
14
的结二极管vd4、l
12
、c0、t6形成i2(+)电流的续流回路。t1～t2期间，t
11
、t
12
、t
13
、t
14
、t5关断，t6导通，i2(+)续流回路同t0～t1过程；t
12
的结二极管vd2、l
11
、c0、t6形成i1(+)电流的续流回路。t2～t3期间，t
13
、t6导通，t
11
、t
12
、t
14
、t5关断，v
dc
通过t
13
、l
12
、c0、t6形成回路，v
dc
向负载供能；i2(+)续流回路同t1～t2过程。t3～t4工作过程与t1～t2工作过程相同；t0～t1和t2～t3工作期间，耦合电感l
11
、l
12
为静态电感，根据公式三、四、五可知，其静态电感l
静
大于分离式电感(l
11
+l
12
)；t1～t2和t3～t4工作期间，耦合电感l
11
、l
12
为动态电感，根据公式六可知，其动态电感l
动
小于分离式电感l
11
，l
12
。
技术总结
本发明提出一种移相交错功率叠加+磁集成的逆变器拓扑结构，包括交错高频功率开关管、功率耦合元件、互补低频功率开关管及滤波元件；所述功率耦合元件包括具备非线性特征的耦合电感；交错高频功率开关管、互补低频功率开关管与集成的功率耦合元件组成单模组耦合或多模组耦合的逆变器拓扑结构，单模组耦合逆变器拓扑结构中的各开关管处于交错工作工况，多模组耦合逆变器拓扑结构的各逆变桥工作于移相叠加工况，通过耦合电感的非线性特性来增大静态电感并减少动态电感，来优化逆变器静、动态自然特性，通过移相叠加来实现逆变器的模块化功率叠加；本发明通过交错控制，实现功率叠加；通过模块叠加、交错控制，实现功率的扩展，降低了研制成本。降低了研制成本。降低了研制成本。
