一种逆变装置及其应用的制作方法
1.本发明涉及电源技术、电力技术、电机与电力拖动技术以及整个电工技术领域，尤其涉及一种多相桥式逆变换，涉及直流变压和直流电力驱动及其应用。
背景技术：
2.交流和直流各有特点，电工技术需要电源在直流和交流之间来回变换，但是这个变换的问题却一直未能得到满意的解决。整流电路把正负交替变化的电压电流变成单向电压电流，但是却无法使它变成平直的直流。虽然电容滤波可以使电压变得平直，但是由此在交流侧产生的高次谐波，以及为消除电流的高次谐波必须进行的功率因数校正却带来了太多的问题，以致很多情况下实际上成为不可能。把直流变换成交流实际上更为复杂，虽然逆变电路的电子开关可以把直流变成正负交替变化的电压电流，但得到的不是正弦波电压电流，具有大量的高次谐波，带来的问题也更多。
3.如何由交流正弦波电压电流直接得到纹波因数极小的平直的直流电压电流，以及如何由直流电压电流直接得到高次谐波极小、接近正弦波的交流电压电流，这是电工技术必须解决的，严重妨碍直流和交流之间变换的问题。
技术实现要素：
4.为了解决以上问题，本发明技术方案从多相交流电源的概念出发，提出一种逆变装置及其应用。
5.根据本发明技术方案的第一方面，提供一种逆变装置，所述逆变装置包括一个n相桥式逆变电路(其中n＝2k+1,k≥2的整数)和n组铁芯绕组线圈组合；
6.所述n相桥式逆变电路由n组两个串联的单向导电电子开关器件组成，共有2n个单向导电电子开关器件，分别是：
7.s1+,s
1-；s2+,s
2-；s3+,s
3-；...
8....s
n-1
+,s
n-1-；sn+,s
n-；
9.所述两个串联的单向导电电子开关器件都是一端接直流电源的正极，另一端接直流电源的负极，在同一时刻所述两个串联的单向导电电子开关器件中最多只有一个导通，使得串联连接点处的电位可以取直流电源正极电位，或取负极电位，还可以处于高阻状态，即两个单向导电电子开关器件都截止时电位可以是由其它因数决定的任意值；
10.所述n组铁芯绕组线圈组合可以采取星形接法，即n个铁芯绕组线圈组合的一端接在一起，另一端接所述n相桥式逆变电路的n个两两串联的单向导电电子开关器件的连接点；也可以采取其它接法，譬如采取多边形接法，即n组铁芯绕组线圈组合之间按照一定的顺序首尾相接，形成一个闭环，所述绕组线圈组合多边形接法的n个连接点，接所述n相桥式逆变电路的n组两两串联的单向导电电子开关器件串联连接点；
11.所述2n个单向导电电子开关器件按照确定的开关顺序开关动作。如果不考虑开关的动作时间，每次动作都是闭合一个开关，同时开断一个开关，保证始终有一对开关接通，
如果考虑开关的动作时间，则所述2n个单向导电电子开关器件任何一个瞬间都有2-3个单向导电电子开关器件导通，即单向导电电子开关器件切换瞬间，正在开断和闭合的单向导电电子开关器件会同时导通；单向导电电子开关器件导通的顺序可以是：
12.(s1+，s
k+1-)、(s1+,s2+,s
k+1-)、(s2+,s
k+1-)、(s2+,s
k+1-,s
k+2-)、(s2+,s
k+2-)、(s2+,s3+,s
k+2-)、(s3+,s
k+2-)、(s3+,s
k+2-,s
k+3-)、(s3+,s
k+3-)、
13.......
14.(s
2k
+,s
k-1-,s
k-)、(s
2k
+,s
k-)、(s
2k
+,s
2k+1
+,s
k-)、(s
2k+1
+,s
k-)、(s
2k+1
+,s
k-,s
k+1-)、(s
2k+1
+,s
k+1-)、(s
2k+1
+,s1+,s
k+1-)、
15.继续循环
→
(s1+,s
k+1-)......
16.铁芯绕组线圈之间存在着确定的的电磁感应关系，使得由给定的直流电源在所述n组铁芯绕组线圈组合的n个连接点与所述n相桥式逆变电路的n组两个串联的单向导电电子开关器件的n个串联连接点上产生一个n相交流电压源，或者是n个与所述n相交流电源逼近的n相阶梯波交流电压源；
17.所述n相交流电压源是指一组幅值相等，相位依次间隔360
°
/n的n个正弦波电压源，所述n相阶梯波交流电压源是指一组幅值相等，基波相位依次间隔360
°
/n的n个阶梯波交流电压源。
18.这里，多相交流电源的概念是本专利技术的核心和出发点。所述n相交流电压源是指一组幅值相等，相位依次间隔360
°
/n的n个正弦波电压源。
19.这里先从整流的情况说起：
20.三相桥式整流输出直流电压为三相交流电压的上下包络的电位差，显然，上下包络的取值应该在极值附近。由于任何连续可导函数的极值处的变化率为0，因此不难设想，随着相数的增大，上下包络将会迅速趋于平直，使得多相桥式整流输出的直流电压的纹波因数迅速减小。计算表明，当多相交流电源的相数足够大且为奇数时，多相桥式整流输出直流电压的纹波因数将近似与相数的平方成反比，更为迅速地减小。譬如一个9相桥式整流电路。因为sin80
°
＝sin100
°
＝0.984819，这时输出直流脉动电压将在极值与极值的0.984819之间变化，其纹波因数将小于1％。这样小的纹波因数，根本就没有滤波的必要了。
21.多相桥式逆变的情况也完全相似：把多相桥式整流电路的二极管换成开关器件，确保多相交流电源的各相中都只有电压最高的相接电压稍高于极大值的正电压，确保多相交流电源的各相中都只有电压最低的相接电压稍低于极小值的负电压，就能构成多相桥式逆变电路，由直流电源产生多相交流电源。
22.这里，整流时通过多相桥式整流电路直流电源只和多相交流电源的平直的上下包络电压有电的联系，交流到直流只有很小的纹波因数(譬如小于1％)需要处理，交流侧的三相交流电流也是非常接近正弦波的阶梯波；反过来直流到交流的逆变情况也一样，直流侧和交流侧直接通过多相逆变电路连接，直流电源也是只和多相交流电源的平直的上下包络电压有电的联系，将只有很小的一点偏差需要处理。直流侧接一点很小的电感电容，问题就可以完美解决。
23.这个多相交流电源，可以从三相交流变压器的3相绕组的组合上获取。
24.由于：
25.sinαsinωt+sin(α+120
°
)sin(ωt+120
°
)
26.+sin(α+240
°
)sin(ωt+240
°
)
27.＝(1/2)[cos(ωt-α)-cos(ωt+α)
[0028]
+cos(ωt-α)-cos(ωt+α+240
°
)
[0029]
+cos(ωt-α)-cos(ωt+α+480
°
)]
[0030]
＝(3/2)cos(ωt-α)；
[0031]
因为[cos(ωt+α)+cos(ωt+α+240
°
)+cos(ωt+α+480
°
)]＝0；
[0032]
所以
[0033]
cos(ωt-α)＝(2/3)
·
[sinαsinωt+sin(α+120
°
)sin(ωt+120
°
)
[0034]
+sin(α+240
°
)sin(ωt+240
°
)]。
[0035]
而
[0036]
umcos(ωt-α)＝(2/3)
·
um[sinαsinωt
[0037]
+sin(α+120
°
)sin(ωt+120
°
)+sin(α+240
°
)sin(ωt+240
°
)]，
[0038]
则表示，用三相变压器的3个分属3相、匝数按一定比例的绕组上的电压累加，可以得到一个任意相位α的正弦量。
[0039]
令
[0040]
αn＝n
·
(360
°
/n)(其中n为大于5的整数，n＝0，1,2，......n-1)，
[0041]
则得到n个正弦量un(ωt-αn)。
[0042]
un＝umcos(ωt-αn)＝u
m cos[ωt-n
·
(360
°
/n)]
[0043]
(其中n＝0,1,2，...n-1)。
[0044]
这就是所说的n相交流电源：一组振幅相等，相位依次间隔360
°
/n，均衡分布的n个正弦波电压源。
[0045]
这里，如果把umsinωt、umsin(ωt+120
°
)、umsin(ωt+240
°
)看作一个三相电压，而sinα、sin(α+120
°
)、sin(α+240
°
)则是三个系数，对应的是三相变压器上不同绕组的匝数比。把这样的三个绕组作为一个绕组组合串联起来，电压迭加，n个这样的绕组组合上就能得到我们需要的n相交流电源：一组振幅相等，相位依次间隔360
°
/n，均衡分布的n个正弦波电压源。
[0046]
从三相整流的输出直流电压纹波因数联想到多相桥式整流，联想到多相交流电源，从一个三角函数的关系式，通过给组成关系式的各个函数和系数赋予实际的物理意义，得到用三相交流变压器的绕组组合产生多相桥式整流所需要的n相交流电源的方法，并进而核实变压器原边和副边的电压、电流的对应关系，确认多相桥式整流，无需电容滤波，就能直接得到纹波极小的直流电压，而且变压器交流侧电流是非常接近正弦波的阶梯波，只有少量高次谐波。
[0047]
多相桥式逆变的情况也完全相似：把多相桥式整流电路的二极管换成开关器件，确保多相交流电源的各相中都只有电压最高的相接电压稍高于极大值的正电压，确保多相交流电源的各相中都只有电压最低的相接电压稍低于极小值的负电压，就能构成多相桥式逆变电路，由直流电源产生多相交流电源。这里，多相桥式逆变利用3相交流变压器绕组组合产生多相交流电源的过程，实际上是在3相变压器的3个铁芯上产生一个3相交变磁场的过程：是这个交变磁场在多个变压器绕组组合的各绕组上感应出来的电压，迭加出来了多相交流电源。
[0048]
此外，这里取n＝2k+1，即这里的n为奇数，这是因为：首先，如果取n为偶数(取n＝2k,且k＞2的奇数)，则整流装置得到的直流电压的纹波因数将与n＝k(k＞2的奇数)的多相整流装置的纹波因数相同，然而产生多相交流电源所用绕组组合数以及整流二极管数却都需要增加一倍，相对n为奇数的情况，显然不可取；对于k＞2为偶数的情况，相对n为奇数的情况，同样不可取。所述多相逆变的情况也完全相似，获得同样的效果绕组组合数和单向导电开关器件数都要加倍。因此在多相桥式整流中，利用导磁铁芯上的导电绕组线圈之间的电磁感应关系，由给定的交流电源产生一个n相交流电源，并通过n相桥式整流电路后直接作为纹波因数很小的直流电压源，输出直流电压和电流；其中n≧5的奇数；而在本专利中，所述逆变装置包括一个n相桥式逆变电路(其中n＝2k+1,k≥2的整数)和n组铁芯绕组线圈组合。
[0049]
综上所述，由于多相交流电源的上下包络在相数足够大时趋于平直，起伏很小，因此以多相交流电源作为过渡，通过多相整流或多相逆变，将很容易实现直流和交流之间的转换。譬如只要在直流电源端串入一点很小的电感电容，直流和交流之间的转换，便不会有任何问题。
[0050]
这里，多相桥式整流电路用的是的二极管，而多相桥式逆变则换成了单向导通开关器件，这样两者一个是直流变交流，另一个是交流变直流，而且两者导电方向是相反的。如果每个所述单向导电电子开关器件上都并联一个与其导电方向相反的二极管，则就能在直流电源和交流电源之间建立起这样一个联系：或者交流电源向直流电源供电，或者直流电源向交流电源供电。
[0051]
进一步地，每个所述单向导电电子开关器件上都并联一个与其导电方向相反的二极管。
[0052]
进一步地，所述n相桥式逆变电路由n组两个串联的单向导电电子开关器件组成，所述2n个单向导电电子开关器件都是晶闸管，分别是：
[0053]
vt1+,vt
1-；vt2+,vt
2-；vt3+,vt
3-；...
[0054]
...vt
n-1
+,vt
n-1-；vtn+,vt
n-；
[0055]
所述三相交流变压器原边绕组线圈组合有n个输入输出端，接所述n相桥式逆变电路的n组两两串联的晶闸管串联连接点，所述n个连接点之间设法并联n个电容c1,c2,c3,......c
n-2
,c
n-1
,cn。
[0056]
在直流电压的正输入端，在闸流管vt1+导通时，电容c1被充电，由于vt1+导通时，变压器绕组组合1的电压始终为最高，所以当vt2+开始导通时电容c1上的电压将使vt1+承受反向电压，电容c1的取值应保证vt1+在切换过程结束时完全截止，使得由vt1+导通变成vt2+导通，这时变压器绕组组合由组合1接电源正极变成组合2接电源正极。在负电压端，闸流管开关切换的过程与此相仿。整个过程中始终只有2-3个闸流管导通，即开关瞬间有3个闸流管导通，其余时间都是两个闸流管导通。闸流管以确定的顺序依次导通，反复周期循环，在所述三相交流变压器原边绕组线圈组合的n个输入输出端与所述n相桥式逆变电路的n个连接点上将能得到一个n相交流电压源，或者一个n相阶梯波交流电压源。
[0057]
进一步地，所述n组铁芯绕组线圈组合是一个三相交流变压器的原边绕组线圈组合，且n＝3k，k≥3且为奇数。
[0058]
如前所述，所述逆变装置都包括一个n相桥式逆变电路(其中n＝3k,k≥3的整数)
和n组铁芯绕组线圈组合，这个n组铁芯绕组线圈组合可以是一个三相交流变压器原边绕组线圈组合。由于多相桥式逆变利用3相交流变压器绕组组合产生多相交流电源的过程，实际上是在3相变压器的3个铁芯上产生一个3相交变磁场的过程，所以所述变压器的副边3相绕组完全可以外接三相交流负载。
[0059]
进一步地，所述三相交流变压器的三个副边绕组外接三相交流负载。
[0060]
进一步地，所述三相交流变压器的三个副边绕组外接三相交流电网；
[0061]
所述n相桥式逆变电路通过锁相电路确保三相交流变压器输出的三相交流电压与电网的三相交流电压相位完全一致。
[0062]
进一步地，所述逆变装置与一个m相桥式整流电路共同构成一个直流变压装置，
[0063]
其中，所述三相交流变压器的副边绕组为一个m组铁芯绕组线圈组合，其中m＝3i，i≥3且为奇数,所述m组铁芯绕组线圈组合产生一个m相交流电压源，或者是m个与所述m相交流电压源逼近的m相阶梯波交流电压源；所述m相交流电压源是指一组幅值相等，初相位依次间隔360
°
/m的m个正弦波电压源，所述m相阶梯波交流电压源是指一组基波幅值相等，初相位依次间隔360
°
/m的m个阶梯波交流电压源；
[0064]
所述m相交流电压源，或者是m个与所述m相交流电源逼近的m相阶梯波交流电压源的输出端接m相桥式整流电路，所述n相桥式逆变电路由n组两两串联的整流二极管组成，所有所述两个串联的整流二极管都是一个二极管的阴极接另一个二极管的阳极，阴极和阳极之间的每个连接点分别接所述m相交流电压源的m相输出端，所有所述n组两两串联的整流二极管的另一个阴极连接起来作为n相桥式逆变电路的输出正极，所有所述n组两两串联的整流二极管的另一个阳极连接起来作为n相桥式逆变电路的输出负极；
[0065]
所述m相桥式整流电路可以无需滤波，就直接作为纹波因数很小的直流电压源，输出直流电压和电流，实现直流变压；
[0066]
所述n相交流电源和m相交流电源都只出现在变压器的原边、副边绕组上，交变频率由逆变电路的开关周期决定，可以不是50赫、60赫的工频，可以任意选择最适用的频率。
[0067]
利用上述的多相桥式逆变装置，再加上多相桥式整流装置，就可以得到一个直流变压装置。直流变压装置包括一个n相桥式逆变电路(其中n＝3k,k≥3的整数)和n组铁芯绕组线圈组合，n组铁芯绕组线圈组合是一个三相交流变压器原边绕组线圈组合。
[0068]
进一步地，所述三相交流变压器副边的m组铁芯绕组线圈组合与所述原边铁芯绕组组合的组合数相等，即m＝n。
[0069]
进一步地，所述三相交流变压器的副边绕组为与所述原边绕组线圈组合的所有绕组线圈一一对应的副边n组铁芯绕组线圈组合，且所有原边和副边对应绕组线圈之间存在相同的匝数比。
[0070]
进一步地，从发电设备到用户端，通过输电线和变压、整流、逆变设备，组成直流输变电网，直接对用户直流供电。
[0071]
进一步地，所述三相交流变压器的副边绕组为三相交流绕组，外接三相交流电动机；所述单向导电电子开关器件的切换周期是可调节的，通过调节所述单向导电电子开关器件的切换周期，实现电机的调速。
[0072]
前面所述的逆变装置，如果所述三相交流变压器的副边绕组外接三相交流电动机，所述多相桥式逆变电路单向导电电子开关器件的切换周期可以调节，从而实现通过调
节所述多相桥式逆变电路单向导电电子开关器件的切换周期，实现电机的调速。除此之外，所述绕组组合还可以是交流电机定子绕组的组合。
[0073]
如果所述n组铁芯绕组线圈组合是一个首尾相接均匀镶嵌在定子槽中的绕组线圈组合，所述多相桥式逆变电路单向导电电子开关器件的切换周期可以调节，则铁芯绕组线圈将产生一个旋转磁场，通过调节所述多相桥式逆变电路单向导电电子开关器件的切换周期，实现电机的调速。
[0074]
一个三相交流电压源(初相位分别为0
°
,120
°
,240
°
)，加到电机定子的三个夹角为120
°
的线圈(在x-y平面上与x轴夹角分别为α,α+120
°
,α+240
°
)上，将得到一个幅度恒定匀速旋转的旋转磁场：
[0075]
如果是单独一相交流电压加在一个相应的线圈上，则三个线圈单独产生的的空间磁场分别为：
[0076]bm
{i cosαcosωt+j(sinαcosωt)}；
[0077]bm
{i[cos(α+120
°
)cos(ωt+120
°
)]+j[sin(α+120
°
)cos(ωt+120
°
)]}；
[0078]bm
{i[cos(α+240
°
)cos(ωt+240
°
)]+j[sin(α+240
°
)cos(ωt+240
°
)]}；
[0079]
三相交流电源同时加在三个线圈时，磁场将迭加，其中
[0080]
j bm[sinαcosωt+sin(α+120
°
)cos(ωt+120
°
)
[0081]
+sin(α+240
°
)cos(ωt+240
°
)]
[0082]
＝(j/2)bm[sin(ωt-α)+sin(ωt+α)+sin(ωt-α)+sin(ωt+α+240
°
)
[0083]
+sin(ωt-α)+sin(ωt+α+480
°
)]
[0084]
＝j(3/2)b
m sin(ωt-α)
[0085]
因为sin(ωt+α)+sin(ωt+α+240
°
)+sin(ωt+α+480
°
)＝0
[0086]
i bm[cosαcosωt+cos(α+120
°
)cos(ωt+120
°
)
[0087]
+cos(α+240
°
)cos(ωt+240
°
)]
[0088]
＝(i/2)bm[cos(ωt-α)+cos(ωt+α)+cos(ωt-α)+cos(ωt+α+240
°
)
[0089]
+cos(ωt-α)+cos(ωt+α+480
°
)]
[0090]
＝i(3/2)b
m cos(ωt-α)
[0091]
因为cos(ωt+α)+cos(ωt+α+240
°
)+cos(ωt+α+480
°
)＝0
[0092]
迭加结果得到一个旋转磁场：
[0093]
(3/2)bm[i cos(ωt-α)+j sin(ωt-α)]
[0094]
这里，一个三相交流电压源(初相位分别为0
°
,120
°
,240
°
)，加到电机定子的三个夹角为120
°
的线圈(在x-y平面上与x轴夹角分别为α,α+120
°
,α+240
°
)上，将得到一个幅度恒定匀速旋转的旋转磁场，这是三相交流电机(包括异步电机和同步电机)运行的基本工作原理。
[0095]
推广到一般情况，一个n相交流电压源(相位分别为(0,β,2β，﹍，(n-2)β，(n-1)β))，加到电机定子的n个空间夹角为β＝360
°
/n的线圈(在x-y平面上与x轴夹角分别为(α,α+β,α+2β，﹍，α+(n-2)β，α+(n-1)β))上，将得到一个幅度恒定匀速旋转的旋转磁场：
[0096]
如果是单独一相交流电压加在一个相应的线圈上，则三个线圈单独产生的的空间磁场分别为：
[0097]bm
{i cosαcosωt+j(sinαcosωt)}；
[0098]bm
{i[cos(α+β)cos(ωt+β)]+j[sin(α+β)cos(ωt+β)]}；
[0099]bm
{i[cos(α+2β)cos(ωt+2β)]+j[sin(α+2β)cos(ωt+2β)]}；
[0100]
﹍﹍
[0101]bm
{i[cos(α+(n-2)β)cos(ωt+(n-2)β)]
[0102]
+j[sin(α+(n-2)β)cos(ωt+(n-)β)]}；
[0103]bm
{i[cos(α+(n-1)β)cos(ωt+(n-1)β)]
[0104]
+j[sin(α+(n-1)β)cos(ωt+(n-1)β)]}；
[0105]
n相交流电源同时加在n个线圈时，磁场将迭加，其中
[0106]
i bm{cosαcosωt+cos(α+β)cos(ωt+β)
[0107]
+cos(α+2β)cos(ωt+2β)+﹍+cos[α+(n-2)β]cos[ωt+(n-2)β]
[0108]
+cos[α+(n-1)β]cos[ωt+(n-1)β]}；
[0109]
＝i(n/2)b
m cos(ωt-α)
[0110]
因为cos(ωt+α)+cos(ωt+α+2β)+cos(ωt+α+4β)+﹍
[0111]
+cos[ωt+α+(n-1)β]+cos s[ωt+α+(n+1)β]+cos[ωt+α+(n+3)β]
[0112]
+﹍+cos[ωt+α+2(n-2)β]+cos[ωt+α+2(n-1)β]
[0113]
＝cos(ωt+α)+cos(ωt+α+2β)+cos(ωt+α+4β)+﹍
[0114]
+cos[ωt+α+(n-1)β]+cos(ωt+α+β)+cos(ωt+α+3β)+﹍
[0115]
+cos[ωt+α+(n-4)β]+cos[ωt+α+(n-2)β]＝0
[0116]
j bm{(sinαcosωt)+sin(α+β)cos(ωt+β)
[0117]
+sin(α+2β)cos(ωt+2β)+﹍﹍+sin[α+(n-2)β]cos[ωt+(n-2)β]
[0118]
+sin[α+(n-1)β]cos[ωt+(n-1)β]}；
[0119]
＝j(n/2)b
m sin(ωt-α)
[0120]
因为sin(ωt+α)+sin(ωt+α+2β)+sin(ωt+α+4β)
[0121]
+﹍+sin[ωt+α+(n-1)β]+sin s[ωt+α+(n+1)β]+sin[ωt+α+(n+3)β]
[0122]
+﹍+sin[ωt+α+2(n-2)β]+sin[ωt+α+2(n-1)β]
[0123]
＝sin(ωt+α)+sin(ωt+α+2β)+sin(ωt+α+4β)+﹍
[0124]
+sin[ωt+α+(n-1)β]+sin(ωt+α+β)+sin(ωt+α+3β)
[0125]
+﹍+sin[ωt+α+(n-4)β]+sin[ωt+α+(n-2)β]＝0
[0126]
迭加结果得到一个旋转磁场：
[0127]
(n/2)bm[i cos(ωt-α)+j sin(ωt-α)]
[0128]
这个旋转磁场被均匀镶嵌在电机定子铁芯中的n个串联连接的绕组线圈切割，将在其n个串联连接点上得到一个n相交流电压源。当n足够大时，所述n相交流电压源可以通过n相桥式整流得到波动很小的直流电压源。譬如当n≥9的奇数时，所述直流电源的纹波因数将小于1％。
[0129]
这是由旋转磁场产生的多相交流电源通过多相桥式整流变成直流。反过来如果把多相桥式整流的二极管换成多相桥式逆变的单向导电开关器件，就可以由直流电源得到多相交流电源，并在电机定子铁芯上产生一个旋转磁场。
[0130]
如果不计多相桥式逆变时开关器件的开关动作时间，对于所述n组铁芯绕组线圈组合是一个首尾相接均匀镶嵌在定子槽中的绕组线圈组合的情况，这些绕组线圈各自产生
的磁场bm将是一个随时间交替变化的矩形波，其方向垂直于线圈平面。如前所述，这些矩形波的基波迭加结果将得到一个旋转磁场：
[0131]
(n/2)bm[i cos(ωt-α)+j sin(ωt-α)]
[0132]
而且由于多相逆变的相数为奇数，即相数n＝2k+1(k为正整数)，不难证明(具体证明略)，这些高次谐波迭加结果也将得到一系列相应的旋转磁场：
[0133]
(n/2)b
m谐波
[i cos(ω
谐波
t-α
谐波
)+j sin(ω
谐波
t-α
谐波
)]
[0134]
综上所述，由于多相交流电源的上下包络在相数足够大时趋于平直，起伏很小，因此以多相交流电源作为过渡，通过多相整流或多相逆变，将很容易实现直流和交流之间的转换。譬如只要在直流电源端串入一点很小的电感电容，直流和交流之间的转换，便不会有任何问题。
[0135]
而多相交流电源又与旋转磁场相关联，由于上面所述n组铁芯绕组线圈组合是n组首尾相接均匀镶嵌在定子槽中的绕组线圈组合，由直流电源通过逆变产生多相交流电源和旋转磁场，便能带动转子旋转，实现直流电力驱动。
[0136]
如前所述，多相桥式逆变与多相桥式整流的情况完全相似，只是多相桥式整流电路用的是的二极管，而多相桥式逆变则换成了单向导通开关器件，这样两者一个是直流变交流，另一个是交流变直流，而且两者导电方向是相反的。如果每个所述单向导电电子开关器件上都并联一个与其导电方向相反的二极管，则就能在直流电源和交流电源之间建立起这样一个联系：或者交流电源向直流电源供电，或者直流电源向交流电源供电。
[0137]
因此在所述n相桥式逆变电路的每个单向导电电子开关器件上都并联一个与其导电方向相反的二极管，就能得到一个既能实现单向桥式整流，又能完成多相桥式逆变的装置。特别是在用作直流驱动电机时，电机将能自动根据电机的运行情况，运行在电动机或者发电机状态，实现电力拖动或者制动。
[0138]
根据本发明技术方案的第二方面，提供一种如以上任一方面所述的逆变装置的应用，所述逆变装置应用在产品端，作为产品或产品电源的一部分。
[0139]
本发明的有益效果：
[0140]
整流和逆变一直是电工技术的重要课题。电工技术需要电源在直流和交流之间来回变换，但是电工技术却一直未能在理论上很好地解决这个变换的问题。整流电路把正负交替变化的电压电流变成单向电压电流，但是却无法使它变成平直的直流。虽然电容滤波可以使电压变得平直，但是为消除电容滤波所产生的电流的高次谐波必须进行的功率因数校正却带来了太多的问题，以致很多情况下实际上成为不可能。逆变，把直流变换成交流实际上更为复杂，带来的问题也更多。
[0141]
引入多相交流电源的概念，以多相桥式整流和多相桥式逆变沟通直流和交流，完美地解决了整流和逆变中遇到的种种难题。从而非常方便地实现交流和直流之间的转换。使得通过多相桥式整流电路直流电源只和多相交流电源的平直的上下包络电压有电的联系，交流到直流只有很小的纹波因数(譬如小于1％)需要处理，交流侧的三相交流电流也是非常接近正弦波的阶梯波；反过来直流到交流的逆变情况也一样，直流侧和交流侧直接通过多相逆变电路连接，直流电源也是只和多相交流电源的平直的上下包络电压有电的联系，将只有很小的一点偏差需要处理。直流侧接一点很小的电感电容，问题就可以完美解决。
[0142]
本发明除了可以给外接的三相交流负载或外接的三相交流电网供电外，还可以与一个多相桥式整流电路共同构成一个直流变压装置，所述多相桥式整流电路可以无需滤波，就直接作为纹波因数很小的直流电压源，输出直流电压和电流，实现直流变压。这里，交流电源只出现在变压器的原边、副边绕组上，只在变压器内部，其余输电、供电设备都是直流，从根本上消除了交流信号对环境的影响。
[0143]
本发明通过采用多相桥式逆变方法，产生多相交流电源，形成旋转磁场，实现直流电力驱动。这是一种全新的直流驱动电机，不仅仅是以电子开关器件取代整流子，而是完全摈弃了直流电机和整流子的工作原理，这不仅大大简化了直流驱动电机的结构，同时使得电机可以调速，并且在调速过程中，通过电动机或发电机两种电机工作状态的自动转换，实现驱动或制动。这样，制动过程中消耗的动能将不是用来做有害的发热，而是转化成有用的电能。
附图说明
[0144]
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对所需要使用的附图作简单的介绍。显而易见，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
[0145]
图1给出的是n种绕组组合按星形接法连接的情况。
[0146]
图2给出了加在变压器9个原边绕组组合上的9相交流电源的电压波形。
[0147]
图3给出了3相变压器的3个铁芯上原边副边电流产生的磁势的对应关系。
[0148]
图4为均匀镶嵌在定子槽中的绕组线圈组合和多相桥式逆变电路单向导电电子开关器件连接组成直流电力驱动装置的框图。
[0149]
图5为以闸流管作为电子开关的9相桥式逆变装置的原理框图。
[0150]
图6为直流变压装置框图。
具体实施方式
[0151]
下面通过几个实施方案，讨论具体的实施方式。
[0152]
实施例一：
[0153]
这是一个3相变压器副边绕组接3相交流电网的9相桥式逆变电路的具体实施方式。
[0154]
n相桥式逆变电路的框图如图1所示，其中n＝9。
[0155]
其中三相交流变压器的全部原边绕组的匝数有5种，相互之间匝数比为：n1:n2:n3:n4:n5＝sin90
°
:sin50
°
:sin10
°
:sin30
°
:sin70
°
。
[0156]
这5种匝数加上正负极性，三个一组，串联起来，组成这所有需要的9种变压器原边绕组的组合，它们是：
[0157]
变压器原边绕组组合1：a相n1匝,b相-n4匝,c相-n4匝
[0158]
变压器原边绕组组合2：a相n2匝,b相n3匝,c相-n5匝
[0159]
变压器原边绕组组合3：a相n3匝,b相n2匝,c相-n5匝
[0160]
变压器原边绕组组合4：a相-n4匝,b相n1匝,c相-n4匝
[0161]
变压器原边绕组组合5：a相-n5匝,b相n2匝,c相n3匝
[0162]
变压器原边绕组组合6：a相-n5匝,b相n3匝,c相n2匝
[0163]
变压器原边绕组组合7：a相-n4匝,b相-n4匝,c相n1匝
[0164]
变压器原边绕组组合8：a相n3匝,b相-n5匝,c相n2匝
[0165]
变压器原边绕组组合9：a相n2匝,b相-n5匝,c相n3匝
[0166]
图1给出的是n种绕组组合按星形接法连接的情况。
[0167]
图2给出了加在变压器9个原边绕组组合上的9相交流电源的电压波形。
[0168]
图3给出了3相变压器的3个铁芯上原边副边电流产生的磁势的对应关系。(变压器副边负载功率因数经功率因数补偿后为1.0)
[0169]
实施例二：
[0170]
下面给出一个由均匀镶嵌在定子槽中的绕组线圈组合和多相桥式逆变电路组成直流电力驱动装置，讨论又一个具体的实施方式。
[0171]
图4为均匀镶嵌在定子槽中的绕组线圈组合和多相桥式逆变电路单向导电电子开关器件连接组成直流电力驱动装置的框图。
[0172]
实施例三：
[0173]
图5以闸流管作为电子开关的多相桥式逆变装置的原理框图。
[0174]
在直流电压的正输入端，在闸流管vt1+导通时，电容c1被充电，由于vt1+导通时，变压器绕组组合1的电压始终为最高，所以当vt2+开始导通时电容c1上的电压将使vt1+承受反向电压，电容c1的取值应标准vt1+完全截止，使得由vt1+导通变成vt2+导通，这时变压器绕组组合由组合1接电源正极变成组合2接电源正极。在负电压端，闸流管开关切换的过程与此相仿，整个过程中始终只有2—3个闸流管导通，即开关瞬间有3个闸流管导通，其余时间都是两个闸流管导通。闸流管导通的顺序是：
[0175]
(vt1+,vt5-)(vt1+,vt2+,vt5-)(vt2+,vt5-)(vt2+,vt5-,vt6-)
[0176]
(vt2+,vt6-)(vt2+,vt3+,vt6-)(vt3+,vt6-)(vt3+,vt6-,vt7-)
[0177]
(vt3+,vt7-)(vt3+,vt4+,vt7-)(vt4+,vt7-)(vt4+,vt7-,vt8-)
[0178]
(vt4+,vt8-)(vt4+,vt5+,vt8-)(vt5+,vt8-)(vt5+,vt8-,vt9-)
[0179]
(vt5+,vt9-)(vt5+,vt6+,vt9-)(vt6+,vt9-)(vt6+,vt9-,vt1-)
[0180]
(vt6+,vt1-)(vt6+,vt7+,vt1-)(vt7+,vt1-)(vt7+,vt1-,vt2-)
[0181]
(vt7+,vt2-)(vt7+,vt8+,vt2-)(vt8+,vt1-)(vt8+,vt2-,vt3-)
[0182]
(vt8+,vt3-)(vt8+,vt9+,vt3-)(vt9+,vt2-)(vt9+,vt3-,vt4-)
[0183]
(vt9+,vt4-)(vt9+,vt1+,vt4-)(vt1+,vt3-)(vt1+,vt4-,vt5-)
[0184]
继续周期循环
[0185]
(vt1+,vt5-)(vt1+,vt2+,vt5-)(vt2+,vt4-)(vt2+,vt5-,vt6-)
[0186]
﹍﹍
[0187]
闸流管以此顺序依次导通，反复周期循环，在所述三相交流变压器原边绕组线圈组合的9个输入输出端与所述9相桥式逆变电路的9个连接点上将能得到一个8相交流电压源，或者一个9相阶梯波交流电压源。
[0188]
实施例四：
[0189]
这是一个直流变压装置，其原理框图如图6所示。
[0190]
三相交流变压器的副边绕组为与原边n组铁芯绕组线圈组合的所有绕组线圈一一
对应的副边n组铁芯绕组线圈组合，而且原边和副边对应绕组线圈之间存在相同的匝数比。
[0191]
其中三相变压器的全部原边绕组的匝数有5种，匝数比为：
[0192]
n1
原
:n2
原
:n3
原
:n4
原
:n5
原
＝sin90
°
:sin50
°
:sin10
°
:sin30
°
:sin70
°
。
[0193]
这5种匝数加上正负极性，三个一组，串联起来，组成这所有需要的9种变压器原边绕组的组合，它们是：
[0194]
变压器原边绕组组合1：a相n1匝,b相-n4匝,c相-n4匝
[0195]
变压器原边绕组组合2：a相n2匝,b相n3匝,c相-n5匝
[0196]
变压器原边绕组组合3：a相n3匝,b相n2匝,c相-n5匝
[0197]
变压器原边绕组组合4：a相-n4匝,b相n1匝,c相-n4匝
[0198]
变压器原边绕组组合5：a相-n5匝,b相n2匝,c相n3匝
[0199]
变压器原边绕组组合6：a相-n5匝,b相n3匝,c相n2匝
[0200]
变压器原边绕组组合7：a相-n4匝,b相-n4匝,c相n1匝
[0201]
变压器原边绕组组合8：a相n3匝,b相-n5匝,c相n2匝
[0202]
变压器原边绕组组合9：a相n2匝,b相-n5匝,c相n3匝
[0203]
三相变压器的全部副边绕组的匝数也是5种，匝数比同样为：
[0204]
n1
副
:n2
副
:n3
副
:n4
副
:n5
副
＝sin90
°
:sin50
°
:sin10
°
:sin30
°
:sin70
°
。
[0205]
只是副边绕组的匝数都比对应的原边匝数大(升压时)或缩小k倍(降压时)。
[0206]
这5种匝数的绕组加上正负极性，三个一组串联起来组成所有需要的9种变压器副边绕组组合，它们是：
[0207]
变压器副边绕组组合1：a相kn1匝,b相-kn4匝,c相-kn4匝
[0208]
变压器副边绕组组合2：a相kn2匝,b相kn3匝,c相-kn5匝
[0209]
变压器副边绕组组合3：a相kn3匝,b相kn2匝,c相-kn5匝
[0210]
变压器副边绕组组合4：a相-kn4匝,b相kn1匝,c相-kn4匝
[0211]
变压器副边绕组组合5：a相-kn5匝,b相kn2匝,c相kn3匝
[0212]
变压器副边绕组组合6：a相-kn5匝,b相kn3匝,c相kn2匝
[0213]
变压器副边绕组组合7：a相-kn4匝,b相-kn4匝,c相kn1匝
[0214]
变压器副边绕组组合8：a相kn3匝,b相-kn5匝,c相kn2匝
[0215]
变压器副边绕组组合9：a相kn2匝,b相-kn5匝,c相kn3匝
[0216]
这5种匝数的绕组加上正负极性，三个一组串联起来组成所有需要的9种变压器副边绕组组合，最后通过多相桥式整流输出直流电压，实现直流变压。
[0217]
利用上述直流变压装置，从发电设备到用户端，反复通过输电线和变压、整流、逆变设备，可以组成一个直流输变电网，直接对用户直流供电。
[0218]
上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。
