匹配电阻

轻轻松松让你学会阻抗匹配原理和⽅法

阻抗匹配（Impedancematching）是微波电⼦学⾥的⼀部分，主要⽤于传输线上，来达⾄所有⾼频的微波信号皆能传⾄负载点的⽬的，⼏乎

不会有信号反射回来源点，从⽽提升能源效益。

阻抗匹配有两种，⼀种是透过改变阻抗⼒（lumped-circuitmatching），另⼀种则是调整传输线的波长（transmissionlinematching）。

要匹配⼀组线路，⾸先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归⼀化，然后把数值划在史密斯图上。

改变阻抗⼒

把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿着代表实数电阻的圆圈⾛动。如果把电容或电感接地，⾸

先图表上的点会以图中⼼旋转180度，然后才沿电阻圈⾛动，再沿中⼼旋转180度。重复以上直⾄电阻值变成1，即可直接把阻抗⼒变为零完

成匹配。

阻抗匹配：简单的说就是「特性阻抗」等于「负载阻抗」。

调整传输线

由负载点⾄来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿着图中⼼以逆时针⽅向⾛动，直⾄⾛到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗

⼒调整为零，完成匹配。

阻抗匹配则传输功率⼤，对于⼀个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最⼤，此时。最⼤功率传输定理，如果是⾼频的话，就

是⽆反射波。对于普通的宽频放⼤器，输出阻抗50Ω，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远⼤于电缆长度，即缆长可

以忽略的话，就⽆须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产⽣反射,这表

明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。⾼速PCB布线时，为了防⽌信号的反射，要求是线路的阻抗为50欧姆。这是个⼤

约的数字,⼀般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整⽽已,为了匹配⽅便.

阻抗从字⾯上看就与电阻不⼀样，其中只有⼀个阻字是相同的，⽽另⼀个抗字呢？简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；通

俗⼀点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作⽤叫做电阻，世界上所有的物质都有

电阻，只是电阻值的⼤⼩差异⽽已。电阻⼩的物质称作良导体，电阻很⼤的物质称作⾮导体，⽽最近在⾼科技领域中称的超导体，则是⼀种

电阻值⼏近于零的东西。但是在交流电的领域中则除了电阻会阻碍电流以外，电容及电感也会阻碍电流的流动，这种作⽤就称之为电抗，意

即抵抗电流的作⽤。电容及电感的电抗分别称作电容抗及电感抗，简称容抗及感抗。它们的计量单位与电阻⼀样是欧姆，⽽其值的⼤⼩则和

交流电的频率有关系，频率愈⾼则容抗愈⼩感抗愈⼤，频率愈低则容抗愈⼤⽽感抗愈⼩。此外电容抗和电感抗还有相位⾓度的问题，具有向

量上的关系式，因此才会说：阻抗是电阻与电抗在向量上的和。

阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最⼤功率输出的⼀种⼯作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不⼀样的。

在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最⼤，这种⼯作状态称为匹配，否则称为失配。

当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最⼤功率，负载阻抗与内阻必须满⾜共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份

只数值相等⽽符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。

史密斯图(Smithchart)是⼀款⽤于电机与电⼦⼯程学的图表，主要⽤于传输线的阻抗匹配上。⼀条传输线(transmissionline)的阻抗

(impedance)会随其物理长度⽽改变，要设计⼀套阻抗匹配(Impedancematching)的电路，需要通过不少繁复的计算程序，史密斯图的特点

便是省却⼀些计算程序。

该图表是由菲利普•史密斯(PhillipSmith)于1939年发明的，当时他在美国的RCA公司⼯作。史密斯曾说过，「在我能够使⽤计算尺的时候，

我对以图表⽅式来表达数学上的关联很有兴趣。」

史密斯图的基本在于以下的算式

当中的Γ代表其线路的反射系数(reflectioncoefficient)，即S-parameter⾥的S11，zL是归⼀负载值，即ZL/Z0。当中，ZL是电路的负载值；

Z0是传输线的特性阻抗值，通常会使⽤50Ω。

图表中的圆形线代表电阻抗⼒的实数值，即电阻值，中间的横线与向上和向下散出的线则代表电阻抗⼒的虚数值，即由电容或电感在⾼频下

所产⽣的阻⼒，当中向上的是正数，向下的是负数。图表最中间的点(1+j0)代表⼀个已匹配(matched)的电阻数值(ZL)，同时其反射系数的值

会是零。图表的边缘代表其反射系数的长度是1，即100%反射。在图边的数字代表反射系数的⾓度(0-180度)和波长(由零⾄半个波长)。

有⼀些图表是以导纳值(admittance)来表⽰，把上述的阻抗值版本旋转180度即可。

⾃从有了计算机后，此种图表的使⽤率随之⽽下，但仍常⽤来表⽰特定的资料。对于就读电磁学及微波电⼦学的学⽣来说，在解决课本问题

仍然很实⽤，因此史密斯图⾄今仍是重要的教学⽤具。

在学术论⽂⾥，量度仪器的结果也常会以史密斯图来表⽰。

关于阻抗匹配

⼀.阻抗匹配的研究

在⾼速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技可术以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能⽐较合理的应

⽤，需要衡量多个⽅⾯的因素。例如我们在系统中设计中，很多采⽤的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需要匹配，采⽤什么⽅式的匹

配，为什么采⽤这种⽅式。

例如：差分的匹配多数采⽤终端匹配；时钟采⽤源段匹配；

1、串联终端匹配

串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接⼀个电阻R，使源端的输出阻

抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发⽣再次反射.

串联终端匹配后的信号传输具有以下特点：

A由于串联匹配电阻的作⽤，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播；

B信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。

C反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同；

D负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；

E反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下⼀次信号传输。

相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很⼤的电流驱动能⼒。

选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出

阻抗为零，实际的驱动器总是有⽐较⼩的输出阻抗，⽽且在信号的电平发⽣变化时，输出阻抗可能不同。⽐如电源电压为＋4.5V的CMOS

驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37Ω，在⾼电平时典型的输出阻抗为45Ω[4]；TTL驱动器和CMOS驱动⼀样，其输出阻抗会随信号的

电平⼤⼩变化⽽变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有⼗分正确的匹配电阻，只能折中考虑。

链状拓扑结构的信号⽹路不适合使⽤串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。否则，接到传输线中间的负载接受到的波形就会象

图3.2.5中C点的电压波形⼀样。可以看出，有⼀段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的⼀半。显然这时候信号处在不定逻辑状态，信号的

噪声容限很低。

串联匹配是最常⽤的终端匹配⽅法。它的优点是功耗⼩，不会给驱动器带来额外的直流负载，也不会在信号和地之间引⼊额外的阻抗；⽽且

只需要⼀个电阻元件。

2、并联终端匹配

并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很⼩的情况下，通过增加并联电阻使负载端输⼊阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负

载端反射的⽬的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。

并联终端匹配后的信号传输具有以下特点：

A驱动信号近似以满幅度沿传输线传播；

B所有的反射都被匹配电阻吸收；

C负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相同。

在实际的电路系统中，芯⽚的输⼊阻抗很⾼，因此对单电阻形式来说，负载端的并联电阻值必须与传输线的特征阻抗相近或相等。假定传输

线的特征阻抗为50Ω，则R值为50Ω。如果信号的⾼电平为5V，则信号的静态电流将达到100mA。由于典型的TTL或CMOS电路的驱动能⼒

很⼩，这种单电阻的并联匹配⽅式很少出现在这些电路中。

双电阻形式的并联匹配，也被称作戴维南终端匹配，要求的电流驱动能⼒⽐单电阻形式⼩。这是因为两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相

匹配，每个电阻都⽐传输线的特征阻抗⼤。考虑到芯⽚的驱动能⼒，两个电阻值的选择必须遵循三个原则：

⑴．两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相等；

⑵．与电源连接的电阻值不能太⼩，以免信号为低电平时驱动电流过⼤；

⑶．与地连接的电阻值不能太⼩，以免信号为⾼电平时驱动电流过⼤。

并联终端匹配优点是简单易⾏；显⽽易见的缺点是会带来直流功耗：单电阻⽅式的直流功耗与信号的占空⽐紧密相关；双电阻⽅式则⽆论信

号是⾼电平还是低电平都有直流功耗。因⽽不适⽤于电池供电系统等对功耗要求⾼的系统。另外，单电阻⽅式由于驱动能⼒问题在⼀般的

TTL、CMOS系统中没有应⽤，⽽双电阻⽅式需要两个元件，这就对PCB的板⾯积提出了要求，因此不适合⽤于⾼密度印刷电路板。

当然还有：AC终端匹配；基于⼆极管的电压钳位等匹配⽅式。

⼆.将讯号的传输看成软管送⽔浇花

2.1数位系统之多层板讯号线（SignalLine）中，当出现⽅波讯号的传输时，可将之假想成为软管（ho）送⽔浇花。⼀端于⼿握处加压使

其射出⽔柱，另⼀端接在⽔龙头。当握管处所施压的⼒道恰好，⽽让⽔柱的射程正确洒落在⽬标区时，则施与受两者皆欢⽽顺利完成使命，

岂⾮⼀种得⼼应⼿的⼩⼩成就？

2.2然⽽⼀旦⽤⼒过度⽔注射程太远，不但腾空越过⽬标浪费⽔资源，甚⾄还可能因强⼒⽔压⽆处宣泄，以致往来源反弹造成软管⾃龙头上

的挣脱!不仅任务失败横⽣挫折，⽽且还⼤捅纰漏满脸⾖花呢！

2.3反之，当握处之挤压不⾜以致射程太近者，则照样得不到想要的结果。过犹不及皆⾮所欲，唯有恰到好处才能正中下怀皆⼤欢喜。

2.4上述简单的⽣活细节，正可⽤以说明⽅波（SquareWave）讯号（Signal）在多层板传输线（TransmissionLine，系由讯号线、介质

层、及接地层三者所共同组成）中所进⾏的快速传送。此时可将传输线（常见者有同轴电缆CoaxialCable，与微带线MicrostripLine或带线

StripLine等）看成软管，⽽握管处所施加的压⼒，就好⽐板⾯上“接受端”（Receiver）元件所并联到Gnd的电阻器⼀般，可⽤以调节其终点

的特性阻抗（CharacteristicImpedance），使匹配接受端元件内部的需求。

三.传输线之终端控管技术（Termination）

3.1由上可知当“讯号”在传输线中飞驰旅⾏⽽到达终点，欲进⼊接受元件（如CPU或Meomery等⼤⼩不同的IC）中⼯作时，则该讯号线本⾝

所具备的“特性阻抗”，必须要与终端元件内部的电⼦阻抗相互匹配才⾏，如此才不致任务失败⽩忙⼀场。⽤术语说就是正确执⾏指令，减少

杂讯⼲扰，避免错误动作”。⼀旦彼此未能匹配时，则必将会有少许能量回头朝向“发送端”反弹，进⽽形成反射杂讯（Noi）的烦恼。

3.2当传输线本⾝的特性阻抗（Z0）被设计者订定为28ohm时，则终端控管的接地的电阻器（Zt）也必须是28ohm，如此才能协助传输线对

Z0的保持，使整体得以稳定在28ohm的设计数值。也唯有在此种Z0=Zt的匹配情形下，讯号的传输才会最具效率，其“讯号完整性”（Signal

Integrity，为讯号品质之专⽤术语）也才最好。

四.特性阻抗（CharacteristicImpedance）

4.1当某讯号⽅波，在传输线组合体的讯号线中，以⾼准位（HighLevel）的正压讯号向前推进时，则距其最近的参考层（如接地层）中，

理论上必有被该电场所感应出来的负压讯号伴随前⾏（等于正压讯号反向的回归路径ReturnPath），如此将可完成整体性的回路（Loop）

系统。该“讯号”前⾏中若将其飞⾏时间暂短加以冻结，即可想象其所遭受到来⾃讯号线、介质层与参考层等所共同呈现的瞬间阻抗值

（InstantaniousImpedance），此即所谓的“特性阻抗”。 是故该“特性阻抗”应与讯号线之线宽（w）、线厚（t）、介质厚度（h）与介质

常数（Dk）都扯上了关系。

4.2阻抗匹配不良的后果 由于⾼频讯号的“特性阻抗”（Z0）原词甚长，故⼀般均简称之为“阻抗”。读者千万要⼩⼼，此与低频AC交流电

（60Hz）其电线（并⾮传输线）中，所出现的阻抗值（Z）并不完全相同。数位系统当整条传输线的Z0都能管理妥善，⽽控制在某⼀范围

内（±10﹪或±5﹪）者，此品质良好的传输线，将可使得杂讯减少，⽽误动作也可避免。 但当上述微带线中Z0的四种变数（w、t、h、

r）有任⼀项发⽣异常，例如讯号线出现缺⼝时，将使得原来的Z0突然上升（见上述公式中之Z0与W成反⽐的事实），⽽⽆法继续维持应有

的稳定均匀（Continuous）时，则其讯号的能量必然会发⽣部分前进，⽽部分却反弹反射的缺失。如此将⽆法避免杂讯及误动作了。例如

浇花的软管突然被踩住，造成软管两端都出现异常，正好可说明上述特性阻抗匹配不良的问题。

4.3阻抗匹配不良造成杂讯 上述部分讯号能量的反弹，将造成原来良好品质的⽅波讯号，⽴即出现异常的变形（即发⽣⾼准位向上的

Overshoot，与低准位向下的Undershoot，以及⼆者后续的Ringing）。此等⾼频杂讯严重时还会引发误动作，⽽且当时脉速度愈快时杂讯

愈多也愈容易出错。

5.长线传输的阻抗匹配设计

对于⾼频信号来说，如果时钟脉冲信号的脉宽⾜够长，那么出现在该时钟脉冲信号上的反射能量和振铃能量，将由原来的⼀个变成两个或者

更多，因⽽导致系统的时钟脉冲信号出现异常。此外，反射还会使逻辑器件的噪声容限变差。在该系统设计中，由于雷达输出信号为1kΩ

阻抗，因⽽不利于长线传输，并产⽣信号反射现象。反射结果对模拟的正弦波信号形成驻波，数字信号则表现为上升沿和下降沿的振铃和过

冲。该过冲不仅会形成强烈的电磁⼲扰，也会损坏⽤于后级输⼊电路的保护⼆极管，甚⾄失效。图1⽰出信号过冲波形。⼀般⽽⾔，过冲超

过O．7V就应采取相应措施，在图2中，信号源阻抗、负载阻抗是造成信号反射的主要原因。因此要将阻抗变换为50Ω。以利于长线传输。

根据史密夫图表可知，电容或电感与负载串联，可增加或减少负载阻抗，且其图表上的点会沿着代表实数电阻的圆圈⾛动。如果电容或电感

接地，则图表上的点会以图中⼼旋转180°。然后才沿电阻圈⾛动，再沿中⼼旋转180°。重复上述⽅法直⾄电阻值变为1，即可直接把阻抗

⼒变为零，这样就完成匹配。

5.1系统⼯作原理

系统设计中，⾸先⽤变压器隔离雷达输出信号，然后通过分压跟随放⼤，使电容隔离，最后输出6路频率码。图3和图4分别给出系统总

体设计框图和具体电路设计。

5.2器件选择依据与匹配计算

a.变压器的选择

隔离变压器选⽤1：1的变压器。由于次级不与地相连，因此次级上任⼀根线与地之间都没有电位差。隔离变压器的特点就是初级与次级

隔开，使他们之间不产⽣回路，但1：1的隔离变压器严禁次级接地。其原理如图5所⽰。

若次级绕组与初级绕组的匝数不同，则感应电势E1与E2的⼤⼩也不相同。当略去内阻抗压降后，电压U1和U2的⼤⼩也不同。当变压器次

级空载时，初级仅流过主磁通的电流In，该电流称之为激磁电流。当次级加负载，即流过负载电流I2时，铁⼼中将产⽣磁通，以⼒图改变主

磁通，但当初级电压不变时，主磁通也不变。此时，初级就要流过两部分电流，⼀部分为激磁电流I0，⼀部分为平衡电流I2，所以这部分电

流将随I2的变化⽽变化。电流乘以匝数就是磁势。其平衡作⽤实质上是磁势平衡作⽤，变压器就是通过磁势平衡作⽤实现了初次级的能量传

递。由于变压器不消耗功率，且产⽣的噪声可以忽略不计，所以信号频率很⾼，⽽且A／D转换器的输⼊端不允许有很⼤的附加噪声。因

此，选择T1—6T型变压器来隔离并驱动后级A／D转换器。

b.A/D转换器的选择

在选⽤A／D转换器时，主要考虑其驱动电路性能以及跟随放⼤功能。为此，根据所需供电电压、带宽速率及电路简化原则，初步选⽤

AD8051型A／D转换器。采⽤电压反馈电路，要使输出幅值与输⼊幅值不变，可根据电压负反馈：Auf=U0/UI=1+9RF/R，因此通过A／D转

换器将其放⼤2倍，但A138051速率较AD818的速率低，波形也有⼀定的延迟。图6⽰出采⽤AD8051器件的输出电压u1和采⽤AD818器件

的输出电压u2的⽐较。当频率在⾼频段不断升⾼时，特性阻抗会渐近于固定值。根据戴维南终端匹配输⼊阻抗中两电阻的并联值与传输线

特性阻抗相匹配的原则，应在传输线的另⼀端连接与之匹配的电阻，其阻值为传输线的特性阻抗值。设计中，传输线的阻抗为50Ω，这样在

传输终端匹配电阻与源端电阻50Ω匹配后形成分压，最后输出值与原输⼊相同，但有约20ns的延迟。

c.结语

研究长线传输阻抗匹配的关键在于建⽴匹配模型和计算阻抗。由于阻抗的计算误差会⼤⼤影响信号的传输，所以在阻抗不匹配的情况下，将

导致信号数据误码或重传。经实验验证，即使1％的重传率，也会增⼤雷达信号脉冲的误差，造成数据不准确。实验验证了所提供的长线传

输匹配⽅法是⾏之有效的，它对测试系统技术在阻抗匹配中的应⽤，以及控制和分析特征阻抗具有⼀定的参考价值。