DCAC

电气传动2015年第45卷第9期

单相高频隔离双向DC/AC变换器谐振控制

朱文杰

1

，王慧

2

，杨云虎

3

，邱志鹏

4

（1.青岛理工大学自动化工程学院，山东青岛266520；2.河北科技大学

电气工程学院，河北石家庄050018；3.安徽工业大学电气与信息工程学院，

安徽马鞍山243032；4.国网济南供电公司，山东济南250012）

摘要：对带阻性负载的双功率方向单相高频链（HFL）DC/AC变换器的谐振控制方法进行了探讨。谐振控制

器与结合钳位电路的调制方法相配合，消除了内部的电压过冲现象，实现了对输出电压的快速、精确控制。对

该高频链变换器在连续时间域进行了建模，并根据该模型设计实现了该变换器的谐振控制方法，分析了该控

制器的稳定范围，与该变换器的调制方法相配合，实现了在负载变化、输入电压变化等干扰下对输出电压的零

误差控制。实验验证了所设计谐振控制方法的有效性。

关键词：高频链变换器；谐振控制器；控制器稳定性

中图分类号：TM464文献标识码：A

ResonantControlofBidirectionalSingle⁃phaHighFrequencyLinkDC/ACConverter

ZHUWen⁃jie1

，WANGHui

2

，YANGYun⁃hu

3

，QIUZhi⁃peng

4

（eofAutomationEngineering，QingdaoTechnologicalUniversity，Qingdao266520，Shandong，China；ofElectricalEngineering，HebeiUniversityofScience&Technology，Shijiazhuang050018，Heibei，China；

ofElectricalandInformationEngineering，AnhuiUniversityofTechnology，Ma’anshan243032，Anhui，

China；ridJinanElectricPowerCompany，Jinan250012，Shandong，China）

Abstract:Resonantcontrolforhigh⁃frequencylink（HFL）DC/ACconverterwithresistiveloadwasdiscusd.

Thecontrollercooperatedwiththemodulationstrategyavoidedovershootvoltagethroughvoltageclamperandachieved

eloftheHFLwasbuilt，andbadthemodelresonantcontroller

trollercopperatedwith

themodulationoftheHFLconverterandachievedzeroerrorcontroloftheoutputvoltageunderdisturbancefrominput

mentrigwasbuilttoverifytheeffectivenessofthecontrolscheme.

Keywords:high⁃frequency⁃link（HFL）DC/ACconverter；resonantcontroller；stabilityofthecontroller

基金项目：国家自然科学基金（50977013）；安徽省自然科学基金（1508085ME86）；安徽省自然科学研究项目（KJ2014A026）

作者简介：朱文杰（1980-），男，工学博士，讲师，Email：*******************

采用高频变压器隔离的HFLDC/AC变换器

相对于工频隔离的方案，具有体积小、重量轻、造

价低、音频噪音小等优点［1］。双功率方向周波变

换器类型的HFL变换器［1-3］相比于单功率方向的

HFL变换器，具有更灵活的运行方式和更强大的

功能［4-5］，这也是本文所研究的控制对象。该类

HFL变换器也引起国内外研究者的广泛关注，提

出了许多调制方法和控制策略［6］，也取得了许多

的研究成果。但对于HFL变换器在连续时间域

进行建模，并采用谐振控制器实现高性能控制和

该控制器下的稳定性分析等方面的研究还未见

有报导，需要进行探索。

本文中对电阻负载下双功率方向的周波变

换器类型HFLDC/AC变换器在连续时间域建立

了数学模型，并根据此模型设计了针对此变换器

输出电压控制的谐振控制器，然后对其进行了稳

定性分析。最后通过实验结果证明了所设计谐

振控制器对于该变换器输出电压控制的有效性。

ELECTRICDRIVE2015Vol.45No.9

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1HFL变换器电路及其调制策略

文中讨论的HFL变换器电路如图1所示，该

电路有两级的功率变换，有利于转换效率的提

升。在通常的应用中，需要从较低电压等级的

直流侧电压E升至较高电压的交流侧电压uo。

变压器原边的全桥电路将输入的直流变换为高

频的交流；副边周波变换将高频的交流转换为

单极性的PWM波形。通过后面的LC滤波器，

实现工频的交流电压输出。借助高频变压器的

升压作用，在直流输入侧的母线大电容C的额定

电压等级可以选得非常低，该电容的体积会很

小，价格也比较低廉。钳位电路用来避免在周

波变换器开断时高频变压器副边产生电压尖

峰，并吸收由于漏感跟副边寄生电容上谐振而

产生的电压振荡［4-5］。该变换器内部不需要大容

量的直流电容，因而会提高系统可靠性。Lf和Cf

分别是输出的滤波电感和滤波电容。N1是原边

的匝数，N2和N3是副边的匝数，LK是归算到变压

器原边的漏感。

该逆变器的调制方法如图2所示［4］。图3绘

制出在调制波ug>0时，该HFL变换器等效的调制

过程。从图3中可推出uDF脉冲的宽度TA：

TA=

ug

UC

T=

Ugmsin(ωt+φ)

UC

T

（1）

式中：

φ

为调制波

ug的初相角。

可以看出逆变器输出电压

uDF等效于一个单

极性的PWM调制。在输出电压的正半波区间

uDF是正的脉冲，而在输出电压的负半波区间uDF

是负脉冲。因为

uDF脉冲的宽度与

ug的绝对值成

正比。如果调制波

ug是一个正弦量，则输出电压

uDF脉冲的宽度也随时间按照正弦量变化，可以

等效为一个正弦的脉宽调制。

2HFL变换器的数学模型

从图2中可以推知，LC滤波器之前逆变器输

出电压

uDF可以写为

uDF=nSE

（2）

其中，n=N3/N1=N2/N1，当S=0时，

uDF=0；当S=1时，

uDF=nE；当S=-1时，

uDF=

uDF=-nE。

uDF在一个开关周期内的平均值为

u

ˉDF=nDE

（3）

式中：D为占空比，

D=Ug/UC。

因此从如图2所示的调制器到逆变器输出的

传递函数为

KPWM=

UDF(s)

Ug(s)

=

nE

UC

（4）

类似于两电平逆变器的建模方法［7］，忽略滤

波电感中的串联电阻，可以得到该HFL变换器的

连续时间域模型：

Go(s)=

Uo(s)

Ug(s)

=

1

LfCfs2+Lfs/R+1

nE

UC

（5）

该变换器等效的方框图如图4所示。

图1周波变换器类型HFLDC/AC变换器Fig.1CycloconvertertypeHFLDC/ACconverter

图2HFL变换器的调制Fig.2ThemodulationofHFLDC/ACconverter

图3调制过程的等效Fig.3Theequivalentmodulationoftheconverter

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3HFL变换器的数学模型

谐振控制适合于电阻负载的两电平逆变器控

制，并得到了广泛的应用。谐振控制器具有结构

简单，易于实现，鲁棒性好，收敛速度快等优点［8］。

3.1HFL变换器的谐振控制

谐振控制可以在谐振频率处产生无穷大增

益，从而使在该角频率

ωn处的稳态误差为零。其

传递函数为

GR(s)=kRs/(s2+ω

2

n)

（6）

将其离散化后的结果为

GR(z)=

a

2

z2-a

0

b

2

z2+b

1

z+b

0

（7）

其中

a

2

=krωntan(ωnT/2)a

0

=-krωntan(ωnT/2)

b

2

=ω2

n

+ω2

n

tan2(ωnT/2)

b

1

=2ω2ntan2(ωnT/2)-2ω2n

b

0

=ω2n+ω2ntan2(ωnT/2)

式中：T为采样周期。

采用谐振控制的HFL变换器控制框图如图5

所示，图5中Uo为变换器输出交流电压，Uoref是控

制系统的输出给定值。

本文中采用比例谐振控制器对变换器输出

电压进行精确控制。利用比例谐振控制下的额

定25Ω阻性负载HFL变换器的波特图，留出适当

的相位裕度，并兼顾误差收敛速度，取

kR为8，比

例控制器的系数为0.01。

3.2稳定性分析

绘制出额定25Ω负载和0.5Ω负载时的波特

图，分别见图6和图7。可以看出在额定负载下谐

振控制器有88.3°的稳定裕度，在0.5Ω负载时相角

裕度只有34.5°，控制器稳定性已经变得很差。所

以该控制器下稳定的负载变化范围为0.5Ω~∞。

4实验验证

实验样机主要参数为，输入电压60V，输出电

压（峰值）100V，变压器变比（升压）3，滤波电感Lf＝

23.75μF，滤波电容Cf＝2mH，变压器漏感3.16μH。

控制算法和调制方法均由TMS320F28335

实现，对输出电压实现了精确控制，开关频率采

用20kHz。并不需要外加另外诸如FPGA之类

的芯片实现调制，节省了成本。

4.1HFL变换器中高频变压器主要波形

加入结合钳位电路的调制方法前后高频变

压器副边N2上电压uCD和电流iC如图8所示。在

加入之前副边电压和电流有不同程度的过冲和

振荡情况。可以看出在加入结合钳位电路的调

制方法之后，完全避免了电压变压器副边电压产

生过冲和振荡。

图4HFL变换器等效框图Fig.4TheequivalentblockdiagramoftheHFLconverter

图5谐振控制的HFL变换器控制系统框图Fig.5Theblockdiagramofresonantcontrolled

HFLconvertersystem

图6负载为25Ω时谐振控制HFL变换器波特图Fig.6Thebodediagramoftheconverterunder25Ωload

图7负载为0.5Ω时谐振控制HFL变换器波特图Fig.7Thebodediagramoftheconverterunder0.5Ωload

图8高频变压器输出电压u

CD和电流iC波形图

Fig.8OutputvoltageuCDandcurrentiCofthetransformer

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4.2HFL变换器的输出波形

图9a为稳态时该HFL变换器输出的电压uo

和电流io的波形，目测来看波形的正弦度高，线条

很平滑。图9b为参考电压和实际输出电压的波

形图，两者基本重合，这说明稳态误差很小。图

9c为对输出电压

uo的谐波分析，其谐波总畸变率

（THD）为1.731%。图9d给出了开机之后输出电压

误差的收敛情况，可以看出一个工频周期（20ms）

内输出就达到稳定，稳态误差的峰值为±3V。图

9e给出了空载到额定负载变换器的中高频变压

器输出电压

uCD和输出电流

iC的响应波形，在几

个ms内输出达到稳定值，且没有尖峰出现。图

9f给出了输入直流电压从60V变到53V时中高

频变压器的输出，在几个ms内输出达到稳定值，

且没有尖峰出现。另外在负载突变和输入直流电

压变化时，输出电压

uo都可以很快稳定到参考值。5结论

本文提出了周波变换器类型的HFLDC/AC变

换器的连续时间域数学模型和适合该变换器的比

例谐振控制器，并分析了在负载变化时的稳定范

围。实验结果表明比例谐振控制器与结合钳位电

路的调制方法相配合，避免了在变压器副边产生电

压和电流波形的过冲和振荡，该变换器实现了对输

出电压的精确快速控制，输出交流电压质量很好，

在负载突变和输入电压变化等干扰出现的情况下

也能迅速达到稳定输出，具有非常好的鲁棒性。

参考文献

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收稿日期：2015-02-06

修改稿日期：2015-05-04

朱文杰，等：单相高频隔离双向DC/AC变换器谐振控制

图9输出实验波形Fig.9Expaimentaloutputwaveforms

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